軟件無線電中的寬帶射頻前端研究

郭宏偉，姜春風

（1.龍嘉國際機場 航管樓導航科，長春 130039；2.吉林農業科技學院 信息工程學院，吉林 132101）

0 引言

軟件無線電，最初起源于軍事通信，其基本概念是把硬件作為無線通信的基本平臺，把盡可能多的無線通信及個人通信功能用軟件實現，目的是在盡可能靠近天線的地方使用寬帶的“數字/模擬”轉換器，盡早地完成信號的數字化，從而使得無線電臺的功能盡可能地用軟件來定義和實現。但是如何能很好的完成這一舉措，這就需要我們對其關鍵部分進行深入的研究，因此，本文將寬帶射頻前端作為研究對象，并進行了深入了解構思。

1 軟件無線電

1.1 軟件無線電的關鍵思想

軟件無線電的關鍵思想在于構造一個標準化、模塊化的通用硬件平臺，將各功能用軟件來實現，并使寬帶A/D和D/A轉換最可能地靠近天線。這種由“A/D-DSP-D/A”硬件平臺和各種功能軟件模塊組成的無線通信系統，通過軟件改變硬件配置結構方式實現不同的通信功能，從而具有高度的靈活性、開放性的特點。

圖1 軟件無線電典型硬件平臺

1.2 軟件無線電的關鍵技術

軟件無線電就是要構造一個通用的、可編程的，以數字信號處理器件為主的硬件平臺，通過在該平臺上運行不同的軟件模塊，來實現無線通信電臺的所有功能。它的典型硬件平臺結構如圖1所示。

它主要由寬帶/多頻段天線、寬帶射頻處、寬帶A/D與D/A轉換器、高速數字信號處理部分等組成，各部分之間通過開放式總線結構連接起來，其關鍵技術有以下幾個方面：

1）多頻段天線

2）寬帶射頻處

3）調制解調關鍵技術

4）數字信號處理

5）開放式的總線結構

其中，寬帶射頻處作為軟件無線電的一個重要組成部分，它必須能工作在較寬的頻率范圍，并完成寬帶低噪聲放大（LNA）、濾波、自動增益控制以及輸出功率的產生等功能。由于當前A/D，D/A器件的限制，數字處理部分還不能直接在頻率很高的射頻頻段進行，所以這部分還應具有將射頻信號轉換為標準中頻信號的功能，即將射頻信號經過一次或兩次混頻后，得到幾十MHz的中頻段信號。這一部分的功能目前只能依靠傳統高頻模擬器件組成的硬件設備來實現。但隨著高速A/D，D/A器件的發展，數字信號處理部分會越來越靠近天線，從而實現真正意義上的軟件無線電。

2 寬帶射頻前端設計思路

2.1 采樣方式的選擇

軟件無線電需要一個高品質因數、寬帶、線性好的射頻前端?？紤]到軟件無線電臺對于電磁兼容和操作維護等靈活性的要求，寬帶射頻前端及功放作為一個獨立且可互換的電臺單元，必須是可編程的。作為調諧電路，在提高增益、抑制鏡頻、提高SNR和選擇性的同時，必須減少對軟件定義參數的限定，因此對于電臺的發射、接收部分在設計上提出了新的挑戰。

寬帶射頻前端作為軟件無線電系統設計的關鍵部分，由于無線頻段的帶寬很寬，不同頻段的特性差異很大，這要求設計通用性能良好的射頻前端接口，同時在設計射頻子系統時盡可能降低對后面的處理能力的要求。就目前的硬件性能而言，還無法在射頻段實現全數字化處理。

在軟件無線電系統中，不同的采樣方式不僅決定射頻前端的組成結構，而且也影響其后處理方式和速度。對應不同的采樣方法，軟件無線電具有射頻低通、射頻帶通、中頻帶通和零中頻4種結構。這4種結構各有優缺點，而其中的中頻帶通采樣結構是指通過混頻將射頻信號變換為中心頻率、帶寬、幅度適于A /D采樣的寬帶中頻信號。這種結構盡管復雜，但降低了對A /D采樣速率、工作帶寬和動態范圍的要求，在A /D器件無法滿足要求的情況下無疑是近期軟件無線電一種較可行的方案。

2.2 結構方式的選擇

軟件無線電一般可采用的結構方式有兩種：即超外差型和直接變換型。而超外差結構一般在中頻A/D變換，而直接變換結構采用基帶A/D變換。鑒于基帶A/D變換在理論和實踐上已經成熟以及電臺軟件化的要求，我們當前研究的重點應是進行中頻高速A/D變換的超外差結構。雖然這種軟件無線電的射頻前端比較復雜，但可以通過模擬混頻器和帶通濾波器，把射頻信號變換為適合于A/D采樣的寬帶中頻信號或把D/A輸出的寬帶中頻信號變換為射頻。通過相對復雜的射頻前端，把高頻信號變換為中心頻率適中、帶寬適中的寬帶中頻信號后，給后續的A/D采樣數字化大大減輕了負擔。這種結構使前端電路的實現得以簡化，信號經過接收通道后的失真也較小，具有更好的波形適應性、信號帶寬適應性以及可擴展性。這種寬帶中頻帶通采樣軟件無線電結構是幾種結構中最容易實現的，使A/D設計大大簡化，對器件的性能要求最低，這是射頻前端復雜性所帶來的好處。但離理想軟件無線電的要求最遠，可擴展性、靈活性也是較差的。在A/D器件無法滿足要求的情況下，增加一點復雜性也是值得的，無疑是近期軟件無線電一種可行的設計方案。

3 寬帶射頻前端的整體框架

寬帶射頻前端要求器件有較寬的頻率范圍，主要完成寬帶低噪聲放大、濾波、混頻、自動增益控制以及輸出功率放大等功能。借鑒國外的一軟件無線電臺方案，射頻前端可分三段實現：2 30MHz，30 500MHz，500 2000MHz， 做 成可置換的標準化模塊如圖2所示：

圖2 寬帶射頻前端整體結構

這一部分與傳統的無線電臺基本相似，只是下變頻到10MHz左右的中頻即可，而不必用模擬電路處理到幾十KHz的基帶信號，從而簡化了射頻前端的實現，具有較大的實用性和靈活性。

4 設計問題中的優化

由于接收機中有一些濾波器單元，在一定程度上降低了接收鏈路的動態范圍，而且這些濾波器只有固定的中心頻率和帶寬，調諧性能也較差。這些因素的綜合，嚴重影響了電臺的靈活性?？紤]到電臺對體積、價格、性能等要求，在設計中應該盡量減少使用濾波器的數量。減少濾波器數量，雖然提高了電臺的靈活性，但是卻對射頻/中頻模塊的線性要求很高。同時還要在混頻之前進行鏡頻抑制。然而，射頻前端的線性度和動態范圍比較有限，容易造成有用信號的失真，因此要采取一些補償技術。其主要方法如下：

1）放大器線性化，寬帶接收機系統，要求較高的動態范圍，而非線性放大器有較大的交調干擾和調諧失真，必然加大有用信號的失真，降低接收機的動態范圍。因此應盡量減少使用非線性放大器。

減少信號失真的一種最有效的方法是對輸入信號進行分路，獨立地放大每一路信號，然后進行合路。由于只是將信號分路，所以每個信道在分路時的損耗可在合路時進行補償。此時分路網絡中的噪聲指數取決于放大器的噪聲指數以及分路單元的插入損耗。隨著路徑數目的增加，網絡的復雜性和插入損耗也會上升。

為了進一步消除干擾噪聲，可對放大器進行線性化。前饋或笛卡兒反饋回路就具有線性補償能力，尤其前饋技術，能充分滿足軟件無線電對帶寬和噪聲指數的需求?；驹硎牵菏紫全@取一個偏差信號，此信號僅包含放大器造成的失真成分，然后在放大器的輸出中減去偏差信號，從而得到線性度較好的有用信號。前饋補償網絡基本過程是：首先將輸入信號分到兩個相同的通路：兩條路徑的延遲時間相同，每一通路分得的信號比例可以不同。主路徑信號由主放大器放大。直接耦合線圈從主放大器輸出信號中耦合一部分信號，并將其送至減法器，在減法器中減去次路徑分離出的同相信號，相減的結果是獲取了一個偏差信號，此信號中包含了來自主放大器的失真信息，理想情況下，應該不再有原始信號的成分。偏差信號經過放大器放大，并送入輸出耦合器。同時主路徑的信號反相饋至輸出耦合器，在輸出耦合器中經過偏差信號的作用，主路徑信號中的失真波形將被抵消。最終產生了線性度較好的放大信號。

采用前饋技術可以工作在很寬的帶寬上。由于放大器的噪聲指數由系統中的元器件決定，而在前饋網絡中，噪聲與失真信號經過同樣的處理。所以，噪聲在網絡中得到了抑制，降低了噪聲指數。因此，只須注意減少次路徑中的損耗即可。

2）中頻處理，射頻信號經過混頻處理至中頻，包含一個寬帶信號或許多窄帶信號。信號還要經過中頻放大，然后再進行高速A/D變換。因此，中頻放大器仍要具有一定的動態范圍，才能獲得低噪聲、低失真的信號。同樣可采取前饋技術，但要注意所使用的放大器和耦合器必須有平坦的頻率響應特性。通過兩個前饋網絡，可以使信號提高 41dB，而噪聲指數下降4dB。

3）鏡象抑制混頻器，傳統的窄帶接收機中，一般在混頻前使用預選濾波器進行鏡象抑制。但是，這種結構已經不能滿足多信道接收機的要求。

近年來采用鏡象抑制技術和低變頻損耗的混頻二極管，使混頻器的噪聲性能進一步得到改善。圖4是鏡象抑制混頻器的原理圖。同相等幅的高頻信號分別加至兩個平衡混頻器，本振信號經90°混合接頭后分別加至兩個混頻器中，兩個混頻器輸出的中頻信號加至具有90°相移的中頻混合接頭。在中頻輸出端，使得鏡象干擾相消，中頻信號相加。理論分析和實踐證明，鏡象抑制混頻器的噪聲系數比一般鏡象匹配混頻器低2dB左右。

鏡象抑制混頻器具有噪聲系數低、動態范圍大、成本低等優點。在0.5～20GHz頻率范圍，噪聲系數為4～6dB。進一步采用計算機輔助設計、高品質因數低分布電容的肖特基二極管和超低噪聲系數的中頻放大器，在1～100GHz頻率范圍內，可使噪聲系數降低3～5dB。然而，目前較好的鏡象混頻器IC僅能提供35dB的鏡象抑制，而且帶寬有限。因此，僅僅通過提高工藝水平是無法滿足要求的。一方面要提高混頻器中各部分的性能，尤其是提高90°移相器的性能，另一方面從整個系統入手，尋求一種最佳的鏡象抑制混頻器。

5 結束語

隨著微電子技術及數字信號處理技術的快速發展，軟件無線電的實現也將日新月異。雖然目前來說，A/D變換器還存在著一定的限制，若要完全實現電臺的數字化還很難。但是我想，只要我們能夠很好的研究并解決其中疑難的技術問題，完全實現的機會還是很大的，希望本文能給你帶來一定的啟發。

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