基于AD637的直流電源紋波真有效值測量電路設計

樂珺，姚恩濤，張明偉，曹吉康

（南京航空航天大學自動化學院，江蘇南京210016）

基于AD637的直流電源紋波真有效值測量電路設計

樂珺，姚恩濤，張明偉，曹吉康

（南京航空航天大學自動化學院，江蘇南京210016）

紋波是直流電源品質的重要評定參數。選用真有效值交/直流轉換器AD637為電路核心，針對小紋波測試，在隔離掉直流成分對信號進行放大時，由于放大器有限的帶寬，會導致信號衰減引起誤差。針對不同頻率段的紋波，設計了不同頻帶范圍的2階濾波放大電路，并結合不同頻帶的等效修正系數，對相應的紋波分量進行修正。實驗表明，該方法可以減小紋波測試中由于放大器帶寬引起的測量誤差。

紋波；真有效值轉換器AD637；分段補償電路；等效修正系數

紋波會產生諧波，降低電源工作效率，干擾數字電路的邏輯關系，甚至產生浪涌電壓或電流，燒毀電器，給電子設備的正常工作帶來隱患。因此，紋波是電源品質的一個重要參數，一般用有效值或峰峰值來表示。

測量紋波的方法大致可以分為兩種：電壓測量法和電流測量法。電壓測量法適用于恒壓源，或者紋波性能要求不高的恒流源；電流測量法一般用于測量紋波性能要求較高的恒流源。電壓測量法是用示波器測量疊加在直流電壓上的交流紋波電壓。電流測量是測量疊加在直流上的交流紋波電流，能得到更加真實的紋波信號，適用于對紋波值要求較小的電流源[1]。

本文針對小紋波電壓源，研究了一種紋波真有效值測量方法，在隔直、放大紋波時，考慮到放大器有限帶寬引起的誤差，在基于AD637測量電路的基礎上，研究了一種分段補償技術，提高紋波測試精度。

1 紋波真有效值測量

1.1 真有效值

紋波電壓有效值測量芯片品種很多，如AD536、AD636、AD736、AD637等真有效值交/直流轉換器，其中AD637具有較高的精度和較寬的頻帶，因此選擇AD637進行電路設計。

1.2AD637的工作原理

AD637的原理圖如圖1所示，主要有4個部分：絕對值電路（動態調整），平方/除法器，濾波電路，緩沖放大器。其計算公式為：

直流或交流的輸入電壓，經過整流器A1，A2轉化為單極電流，1驅動平方除法器電路的一個輸入端，平方除法器完成的運算為：。平方除法器的輸出電流4驅動A4和外部的平均電容CAV構成了一個低通濾波器，該濾波器的輸出用于給A3提供分母電流3，并返回至平方/除法器完成隱式真有效值的計算，，從而使得OUT=IN。

圖1AD637的原理圖

2 AD637靜態特性測試

用不同頻率不同幅值的信號作為輸入，驗證AD637的線性度。實驗中用峰峰值為6～14V，頻率分別為50 Hz的正弦信號和1 kHz的方波信號作為輸入，得到AD637靜態特性曲線，如圖2所示。

圖2AD637的靜態特性測試曲線

由上述對AD637線性度的驗證實驗可以看出，AD637具有非常小的遲滯誤差，可以準確測量不同頻率不同幅值信號的真有效值。無論是周期信號還是非周期信號，AD637都能滿足高精度的要求。

3 紋波測量電路的設計

紋波電壓的測量原理是先對輸入信號隔直，由于紋波信號的幅值較小，因此電路中需要對其進行放大，再將放大后的信號輸入交/直流真有效值轉換器AD637。

針對紋波頻帶寬、幅值小的特點，選用帶寬為60 M的單運放OP37，對紋波放大11倍后，輸入至AD637。由于運放帶寬的限制，單獨的放大電路會使得高頻紋波被抑制。因此為了精確測量紋波電壓的準確值，通過設計低通、帶通和高通三種不同頻帶范圍的濾波放大電路，盡可能減小輸入至AD637時紋波的損失。對濾波器進行Multisim仿真，得出幅頻特性曲線，比較實際濾波器與理想濾波器的差異，計算出不同濾波器的等效修正系數，最終將測量值與等效系數相結合，對相應的紋波分量進行修正。

3.1 低通濾波器的設計

紋波電壓的初步測量電路如圖3所示，主要分為放大部分和AD637的有效值測量電路，1為電源輸出電壓，經過C1隔直后，進入放大電路。

通過Multisim對放大電路進行仿真(圖4)，用1V、500 kHz的正弦信號作為模擬信號源，仿真電路如圖4(a)所示，用XSC1和XSC2分別觀察輸入和輸出信號的波形。XBP1用于觀察電路的幅頻特性曲線，如圖4(b)所示。

圖3 紋波測量電路

圖4 低通濾波電路的仿真與設計

從幅頻特性曲線可以看出，放大電路實際是一個截止頻率為757 kHz的低通濾波器。為盡量減小紋波損失，需要根據放大電路的截止頻率，設計帶通和高通濾波器捕獲頻率大于757 kHz的紋波電壓，提高電路的測量精度。

3.2 帶通濾波器的設計

3.2.1 電路設計

帶通濾波器的電路形式有很多，圖5是無限增益多反饋環形濾波器的二環典型電路，帶通濾波器的中心頻率和帶寬之間的關系為：

電壓放大倍數：

圖5 多反饋二環濾波器典型電路

阻尼系數：

中心角頻率：

將第一個濾波器的截止頻率757 kHz作為帶通濾波器的下限頻率L，取品質因素=2，放大倍數與原放大電路倍數相同取11，由式(2)～式(8)可以確定各參數值，從而確定濾波器的傳遞函數為：

3.2.2 電路仿真分析

用Multisim對帶通濾波器進行仿真，仿真中用1V、900 kHz的正弦信號作為模擬信號源，如圖6所示。

圖6 帶通濾波器的頻率特性

3.2.3 等效修正系數

窄脈沖具有很寬的頻帶和平坦的頻譜分布，因此在某一指定的頻率段，可以將紋波作為白噪聲來處理。將濾波器對不同頻帶紋波的放大倍數與理想情況下帶通濾波器的幅頻特性作比較，計算修正系數，對實驗結果進行修正。

設計出的帶通濾波器是對一個頻率段的紋波作了不同程度的放大，理想情況下是對需要的頻段放大11倍，而對于其他頻率完全截止，兩者對比如圖6(b)所示。

因此可將帶通濾波器的等效修正系數定義為：對理想濾波器放大倍數在相應頻率段上的積分與對實際濾波器的放大倍數在對紋波有放大作用的頻率段上的積分之比。用1表示修正系數，可計算為：

由濾波器的傳遞函數可將其幅頻特性曲線表示為：

3.3 高通濾波器的設計

3.3.1 電路設計

圖7所示的電路，虛線框內是一種增益為1的高通濾波器，通過計算，選擇合理的參數讓其測量的頻帶范圍滿足要求。

圖7 帶有增益的高通濾波器

對于節點1可列方程：

對于節點2可列方程：

聯立上述方程組，可得濾波器的傳遞函數：

由于帶通濾波器的上限截止頻率為1 MHz，因此該值需要作為高通濾波器的下限截止頻率，確定參數后，高通濾波器的傳函可表示為：

放大電路的倍數為11，因此需要在高通濾波器的前面再加一級放大電路，如圖8所示。

圖8 高通濾波器的幅頻特性及數值對比

3.3.2 仿真分析

用Multisim對高通濾波器進行仿真，1V、1.5 MHz的正弦信號作為模擬信號源，濾波器的幅頻特性如圖8(a)所示。

由仿真得出的高通濾波器幅頻特性可以看出，濾波器的下限截止頻率為981 kHz，中心頻率為2.5 MHz，滿足設計要求。

3.3.3 等效修正系數

由于AD637測量交流信號的最高頻率為8 MHz，因此在計算等效系數時，可將高通濾波器看作測量頻帶范圍為980 kHz～8 MHz的帶通濾波器。

與帶通濾波器類似，將高通濾波器等效修正系數定義為：對理想濾波器放大倍數在相應頻率段上的積分與對實際濾波器的放大倍數在對紋波有放大作用的頻率段上的積分之比。圖8(b)為理想高通濾波器與實際值的對比。

由高通濾波器的傳遞函數可將其幅頻特性表示為：

電路最終的測量結果為三路濾波放大電路的疊加和除以對紋波的放大倍數，表示為：

4 測量電路的工作原理

改進的直流電源紋波測量電路如圖9所示，C1為隔直電容，選擇電容器的耐壓值需大于直流電源輸出的最大電壓。CD4052為4路選擇開關，由上位機控制接通，U6為電路的核心器件AD637，其輸入為濾波放大后的信號，以直流電壓的形式輸出交流成分的真有效值。將每一路AD637的輸出值乘以修正系數后的計算結果相加，得出最終的測量結果。

圖9 改進后的紋波測試電路

實驗發現，電路在測量直流高壓的紋波時，高壓在接通的一瞬間，會被當作交流通過電容，到達運放的輸入端，使得OP37瞬間的輸入電壓過高導致燒毀。因此電路中，在B點到地串聯2個方向相反的6V穩壓管，起雙向穩壓保護后面電路的作用。

5 實驗與分析

實驗中用幅值可調的穩壓源作為電路輸入，用安捷倫數字電壓表測量經過隔直電容之后紋波的真有效值，將原電路的測量結果與改進后電路的測量結果作對比，如表1所示，從而驗證改進方案能否提高電路對交流信號有效值的測試精度。

表1 原電路與增加濾波器之后的電路對直流電源紋波測量值的對比

實驗結果表明，原電路的輸出與安捷倫電壓表測量的準確值有較大的誤差，經過濾波器電路補償及等效修正系數的計算后，準確度得到了很大的提高，減小了實驗中由于放大器帶寬而引起的測量誤差。

6 結論

本文介紹了一種以AD637為核心器件的直流電源電壓紋波真有效值測量電路，并提出了一種由于運放帶寬限制不能準確測量紋波有效值的解決方案，將輸入至AD637的紋波損失減至最小，通過濾波器補償電路大大提高了測量結果的準確性。該電路輸出穩定，精確度高。通過增加多路開關，可實現多路直流電源電壓紋波的測量，適用于航空電源測試設備等精確度要求高的測量儀器中。

[1]田芳寧，孫國強.電源紋波分析測試與抑制[J].電子質量，2012 (3)：12-14.

Design ofmeasurement circuit on true RMS for DC power ripple based onAD637

LE Jun,YAO En-tao,ZHANG Ming-wei,CAO Ji-kang

Ripple was an important parameter in DC power quality evaluation.The true RMS-to-DC ConverterAD637 was chosen as the core of the circuit.According to the small ripple test,after isolated DC component,the operational amplifier was used to amplify the signal.Some errors would be caused by the limited bandwidth of the amplifier because of signal attenuation.Second-order filtering amplifier circuit aimed at the ripple of different frequency band was designed and combined with equivalent correction factor of different frequency band to correct corresponding ripple component.The experiment result shows that thismethod can reduce themeasuring error caused by the limited bandwidth of amplifier in DC ripple test.

ripple;true RMS-to-DC converterAD637;section compensation circuit;equivalent correction coefficient

TM 13

A

1002-087 X(2014)10-1926-04

2014-03-01

江蘇省科技支撐計劃資助項目(BE2010191)

作者姓名：樂珺(1991—)，女，安徽省人，碩士研究生，主要研究方向為計算機測控。