移動通信WLAN平臺下的網絡均衡器的設計與實現

韓金燕

摘 要： 移動通信WLAN平臺受到小尺度多徑傳播、多徑時延和多普勒頻移的影響，造成不同類型和程度的信號衰落，當前均衡器通過級聯對均衡器進行設計，性能較差。為此設計一種新的移動通信WLAN平臺下的網絡均衡器，分析網絡均衡器的設計原理，給出均衡器的總體電路結構，通過自動增益控制實現信號傳輸過程中直流衰減的補償，利用高通濾波器實現信號傳輸過程中頻率衰減的補償，通過加法電路將AGC與HPF的輸出電流融合在一起并轉換成電壓，AGC，HPF和加法電路共同組成了網絡均衡器。實驗結果表明，所設計均衡器不僅負載量高，而且平均響應時間短，輸出信號與真實信號間的誤差很低。

關鍵詞： 移動通信； WLAN； 網絡均衡器； 直流衰減補償

中圖分類號： TN828.6?34； TN914 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2016）22?0022?05

0 引 言

移動通信WLAN平臺下電波的傳播方式非常復雜，對移動通信信號的接收產生了很大的干擾，不僅如此，在移動通信WLAN平臺中還存在多普勒效應，使無線信道具有很強的時變性，使信號傳輸過程中產生碼間干擾以及信道間干擾[1?3]。為了使接收信號的誤碼率降低，保證通信質量，需在信號接收端安裝一個有效的網絡均衡器[4?5]。因此，對網絡均衡器的設計已經成為該領域研究的主要內容，在該領域中占據極其重要的地位[6]。

現階段，在網絡均衡器方面的相關研究極為廣泛，同時也取得了一定的成果，其中，文獻[7]通過DNS實現網絡均衡器的設計，在 DNS 中為多個IP地址配置同一個域名，所以對域名進行查詢時，客戶終端會獲取其中一個地址，使移動通信WLAN平臺的客戶訪問不同的服務器，達到均衡的目的，但該方法無法體現服務器的運行狀態，不能保證用戶接收信號的可靠性。文獻[8]提出一種基于BP神經網絡的網絡均衡器，通過CycloneⅡ系列的FPGA 芯片，采用自上而下的設計方法實現對網絡均衡器的設計，從硬件結構的優化角度分析，對BP神經網絡中所有模塊實現進行研究。該均衡器實時性較高，但采用BP神經網絡算法容易陷入局部最優，無法獲取最優解。文獻[9]設計了一種基于混合遞階遺傳算法的網絡均衡器設計方法，該方法通過遞階結構對網絡隱層和徑向基函數進行分層次的遺傳操作，從而實現RBF神經網絡的訓練，將其應用于均衡器的設計中，達到網絡均衡的目的。該方法誤差較低，但實現過程過于復雜。文獻[10]通過快速LMMSE算法對網絡信道進行估計與均衡，確定基帶框架后，通過精簡的定制20 b浮點數運算結構對均衡器電路進行設計，該方法的運算精度較優，但所需時間較長，效率低下，且成本很高。

針對上述方法的弊端，設計了一種新的移動通信WLAN平臺下的網絡均衡器，分析了網絡均衡器的設計原理，給出均衡器的總體電路結構，通過 AGC，HPF和加法電路共同組成網絡均衡器。實驗結果表明，所設計均衡器不僅負載量高，而且平均響應時間短，輸出信號與真實信號間的誤差很低。

1 網絡均衡器設計原理

在移動通信WLAN平臺中，信號在傳輸過程中會出現衰減現象，導致碼間干擾。所以在平臺的接收電路中需設計一種網絡均衡器對信道響應進行補償，恢復出被干擾的信號。

圖1描述的是網絡均衡器的工作原理圖，其實質上就是通過輸出信號與目標信號之間的誤差不斷調整其單位樣本響應[hn]達到最優化。

由圖1可知，網絡均衡器的輸入信號用[xn]進行描述，公式如下：

[xn=sn+vn] （1）

式中：[sn]用于描述信號的真值；[vn]用于描述噪聲；網絡均衡器的輸出為[sn]的估計值，用[sn]進行描述。為了盡可能地使輸出信號與信號真值之間更加接近，需令[sn]和[sn]之間的均方誤差達到最小，也就是：

[Ee2n=Es-s2=min] （2）

網絡均衡器通過對單位脈沖響應[hn]的調節可使[sn]和[sn]之間的誤差越來越小，一段時間后，估計值即近似等于真實信號。

2 移動通信WLAN平臺下網絡均衡器的設計

所設計的移動通信WLAN平臺下的網絡均衡器實際上就是一種補償電路，將該補償電路添加至移動通信WLAN平臺的接收電路中，使接收到的信號與原始信號特性相似。下面對網絡均衡器進行詳細的設計。

2.1 網絡均衡器總體結構

在移動通信WLAN平臺下通信信道的傳輸函數擁有較強的低通特點，因此，需要采用高通濾波器進行網絡均衡器的設計，使所有的移動通信網絡中的通信傳輸信號具有較強的不變性，因此，需要針對所有的移動通信網絡中信道與網絡均衡器的傳輸函數進行乘積運算，并使其結果恒等于1。則有[Hs?Vs=1]。所設計的網絡均衡器的總體電路結構如圖2所示。

圖2中，自動增益控制（Auto Gain Control，AGC）可實現信號傳輸過程中直流衰減的補償；高通濾波器（High Pass Filter，HPF）可實現信號傳輸過程中頻率衰減的補償，AGC，HPF和加法電路共同組成了網絡均衡器。通過上述分析可知網絡均衡器實現的傳輸函數為：

[Vs=VGs+VFs] （3）

式中：[VGs]和[VFs]分別為AGC和HPF的傳輸函數。

2.2 自動增益控制器的設計

自動增益控制是一種適用于移動通信網絡中的差分運算放大器，利用該自動增益控制的性能，可以將電阻反饋的相關控制能力運用在網絡均衡器設計領域中，將電阻作為全通通路，并使源負極反饋電路的電導值與反饋電阻的電導值基本保持一致。AGC的工作原理圖如圖3所示。

圖3中[Vb1]，[Vb2]為偏置電壓；[Vout+]，[Vout-]用來描述移動通信WLAN平臺下網絡均衡器輸出電壓的信號；[M3]～[M6]晶體管用來描述網絡均衡器電路內的電流沉與電流源；[M1]，[M2]，[M0]與電阻R構建了網絡均衡器中的自動增益控制裝置，用于完成網絡均衡器的自動增益控制，其中[M1]，[M2]共同組建了網絡均衡器的差分放大器，該網絡均衡器的增益是由[M0]與電阻R決定的。

下面對AGC的工作原理進行分析。通過AGC工作原理圖可知，[Vin+]，[Vin-]是差分電壓信號，所以可描述成：

[Vin+=Vc+Vd2，Vin-=Vc-Vd2] （4）

式中：[Vin+]，[Vin-]代表移動通信WLAN平臺中接收端接收到的數據信號； [Vc]代表網絡均衡器中的輸入差分信號的共模電壓；[Vd]代表網絡均衡器中與其對應的差模電壓。設置[M1]，[M2]晶體管是源跟隨器，則源跟隨器的增益為：

[Av=gmR1+gm+gmbR] （5）

式中：[gm]為漏極電流；[gmb]用于描述跨導；令輸入電壓不斷增加，從而繪制出通信移動WLAN平臺下網絡均衡器中放大倍數與輸入電壓之間的關聯性構建的曲線圖。在輸入電壓無限接近于閾值時，放大的倍數為零。在漏極電流與跨導不斷增加的情況下，放大倍數的近似值能夠用[gmgm+gmb=11+η]進行計算。因為[η]越大輸出電壓越小，所以放大倍數最終將為1。

令源跟隨器的增益為1，則節點1，2的電壓依次是[Vc+Vd2]和[Vc-Vd2]。因此流過路徑1?2的電流可描述成：

[I=VdR+μnCoxWLVdVctr-Vc-VTH] （6）

通過基爾霍夫電流定律有：

[Iout+-Iout-=-ID1-ID2=2I] （7）

將式（6）代入式（7）中，則有：

[I=2VdR+2μnCoxWLVdVctr-Vc-VTH =Ik+kVdVctr-Vk] （8）

式中：[Ik=2Vd2]；[k=2μnCoxWL]；[Vk=Vc+VTH]。通過上面的闡述能夠得知，差分輸出電流的取值主要取決于固定電流與可調電流的取值。所以，針對晶體管[M0]的電壓進行調整即可實現對AGC增益的控制。

2.3 高通濾波器的設計

將圖3中的電阻與[M0]管用電容取代，可以構建網絡均衡器的高通濾波器，在該高通濾波器中，將電容作為高通通路，在上述情況下，根據移動通信WLAN平臺下的網絡均衡器傳輸函數能夠得知左半平面的零點，提高了均衡器的高頻增益。

HPF的工作原理圖如圖4所示。網絡均衡器中的源極負反饋涵蓋兩條高通通路，設置電容兩端連接的電阻取值相近，在不斷調整電阻與電容取值的情況下，可以得到最佳的高頻增益，完成自動增益控制。在上述自動增益控制的過程中，針對兩個電容電阻進行電阻值的調整比針對單一電容電阻進行調整的高頻增益更加理想。

為了便于分析，需對其進行簡化處理，從而獲取更加直觀的結果。上述簡化處理后的電路圖如圖5所示。

其中，[C3=2C1]，[C4=2C2]，[Ri]和[Ci]分別用于描述MOS晶體管輸入端的寄生電阻和電容。對圖5的等效電路進行分析，則HPF的傳輸函數可描述成：

[VFs=-gm1+RiCis?C3+C4s+R3C3C4s2R3C3C4s2+C3+C4+R3C3gms+gm] （9）

分析式（9）可知，在移動通信WLAN平臺下網絡均衡器中的傳輸函數包含2個零值點和3個極值點。上述2個零值點的位置分別處于初始點和負反饋電容與電阻決定的點、3個極值點分別標記為極值點1、極值點2與極值點3。其中，極值點1的空間位置由網絡均衡器中輸入端的電阻與電容決定，極值點2和極值點3的空間位置由負反饋電阻、電容與晶體管的跨導決定。由于網絡均衡器的輸入端電阻與電容值都取極小值，則通過上述電阻與電容得到的極值點1與初始點之間的距離比較遠，所以，不需要針對極值點1的空間位置進行計算。根據反饋電阻與電容得到的零點與極值點的空間位置才是網絡均衡器設計的核心問題。要求極點必須處于零點之后，否則將無法進行補償。

2.4 加法電路的設計

為了使設計的網絡均衡器實現加法運算，最簡單的方法即為電流相加。通過以上闡述能夠得知，網絡均衡器的傳輸函數主要是由可控增益跨阻放大器與高通濾波器的增益構建的。因此，需設計一種加法電路將 AGC與HPF的輸出電流融合在一起同時轉換成電壓。

圖6所示即為設計的網絡均衡器加法電路。在該電路的設計過程中，針對全部電阻添加兩個MOS管，對應的偏壓由偏壓電路決定。

3 實驗與結果分析

3.1 測試環境

本文采用的平臺為移動通信WLAN平臺，在無線局域網中測試實驗數據，測試環境平臺架構圖如圖7所示。

3.2 最大負載量測試

在圖7所示的測試環境平臺架構中，用Siege測試工具模擬用戶向本文均衡器和神經網絡均衡器發送相同的任務請求，對兩種均衡器的最大負載量進行比較，得到的單位時間內處理用戶請求的對比圖如圖8所示。

分析圖8可以看出，采用神經網絡均衡器的最大負載量約為12個/s，而采用本文均衡器的最大負載量約為27個/s，說明本文均衡器的處理能力高。

3.3 平均響應時間測試

分別采用本文均衡器和神經網絡均衡器對移動通信WLAN平臺中接收端的信號進行均衡，對兩種均衡器的平均響應時間進行比較，得到的結果如表1所示。

表1 兩種均衡器平均響應時間比較結果

采用本文均衡器和神經網絡均衡器的平均響應時間均逐漸增加，但在相同的任務量下，本文均衡器的平均響應時間明顯低于神經網絡均衡器，同時本文均衡器的平均響應時間增長幅度也較神經網絡均衡器更低，說明本文均衡器不會使移動通信WLAN平臺出現網絡延遲，驗證了本文均衡器的高效性。

3.4 輸出信號與真實信號之間的誤差測試

在上述實驗的基礎上，對本文均衡器和神經網絡均衡器的輸出信號與真實信號之間的誤差進行對比，獲取的實驗結果如圖9所示。

根據圖9能夠得知，與神經網絡均衡器相比，采用本文均衡器的輸出信號與真實信號間的誤差明顯降低，且誤差曲線較為平穩，而神經網絡的誤差曲線上下波動較大，說明本文均衡器的性能較高，且相對比較穩定。

4 結 論

本文設計了一種新的移動通信WLAN平臺下的網絡均衡器，分析了網絡均衡器的設計原理，給出均衡器的總體電路結構，通過自動增益控制實現信號傳輸過程中直流衰減的補償，利用高通濾波器實現信號傳輸過程中頻率衰減的補償，通過加法電路將 AGC與HPF的輸出電流融合在一起并轉換成電壓，AGC，HPF和加法電路共同組成了網絡均衡器。實驗結果表明，所設計均衡器不僅負載量高，而且平均響應時間短，輸出信號與真實信號間的誤差很低。

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