用于X波段相控陣系統的高線性度低附加相移數字衰減器設計

鄧 青，汪粲星，萬川川，張 浩

（南京電子技術研究所，江蘇南京 210039）

用于X波段相控陣系統的高線性度低附加相移數字衰減器設計

鄧 青，汪粲星，萬川川，張 浩

（南京電子技術研究所，江蘇南京 210039）

設計了一款應用于X波段相控陣系統的6位數字衰減器，該衰減器具有高線性度和低附加相移的特點。對常規開關Pi型衰減器的附加相移和線性度進行了分析，通過電感和電容補償技術，實現了在寬帶頻率范圍和不同衰減狀態下都具有低的附加相移。此外，利用浮動襯底技術來實現較高的線性度。該衰減器基于0.13μm的BiCMOS工藝設計。仿真結果顯示該衰減器的插入損耗為6.67 dB，10 GHz下在最小衰減和最大衰減處的1 dB壓縮點輸入功率分別為15.5 dBm和10 dBm。

X波段；衰減器；相位校正；高線性度；相控陣；TSV；BiCMOS

1 引言

衰減器是現代通信系統和雷達系統的關鍵部件之一，廣泛應用于自動控制環路、調制器和相控陣系統中[1]。在相控陣系統中，衰減器在不同衰減狀態下必須具有非常低的相位誤差[2]。此外，到達衰減器處的信號通常非常大，因此衰減器必須具有足夠高的線性度來處理大信號[3]。

大多數數字衰減器基于兩種基礎的拓撲結構：Pi型衰減器和T型衰減器，由開關和電阻組成，因此衰減器的性能高度依賴于開關性能[4，5]。由于微波頻率下晶體管的開關性能很差，開關難以通過標準的CMOS工藝實現。電路中的開關主要是由III-V族半導體器件構成，例如具有低導通電阻和截止電容的GaAs HEMT或PIN二極管。但是GaAs工藝產量低，需要外部控制電路，并且價格昂貴。

2 電路設計

本文采用的衰減器的結構如圖1所示。6位數字衰減器采用了電感和電容補償結構，具有31.5 dB的高衰減范圍，衰減步徑為0.5 dB，由0.13 μm的BiCMOS工藝制備。0.5 dB衰減器采用T型網絡，其他衰減器采用Pi型網絡。16 dB衰減器由兩個8 dB衰減器串聯級聯，可在最大衰減狀態下獲得良好的線性度。在每兩級衰減器之間，使用小值電感來諧振寄生電容以獲得良好的端口阻抗匹配，進而實現良好的幅度步進誤差。電感和電容補償也用于實現低相位誤差和低幅度步進誤差。從負載效應和功率處理能力兩方面考慮，來選擇適當比特排序以獲得最佳性能。

圖1 衰減器的結構示意圖

通過高值電阻對開關的柵極和襯底施加偏壓。該結構在RF頻率下呈現高阻抗，并且開關的柵極和襯底的輸入電壓由單個MOSFET的漏極和源極電壓控制，可獲得良好的功率處理能力和高線性度[6]。

2.1 幅度和相位補償

圖2是Pi型衰減器的拓撲結構及其等效電路。從圖2（a）可以看出，MOSFET是數字步進衰減器的關鍵元件。為簡化分析，開關模型可以由如圖2（b）和圖2（c）所示的導通電阻Ron和截止電容Coff近似，該模型忽略了體寄生電容和串聯寄生電感。從圖2（c）可以看出，輸入信號可以直接通過Coff輸出，這可能導致衰減不夠。為了增大高頻下的衰減，增加了與電阻Rp并聯的電容Cp，當頻率增加時，并聯阻抗變小，從而補償衰減值。

圖2 Pi型衰減器的拓撲結構及其等效電路

從圖2可以看出，截止狀態的傳輸函數為高通特性，導致衰減態的相位比參考相位超前。為了壓縮該相，并聯了一個低通特性電路。因此，電路中增加了改變相位的電感Ls和電容Cp[7]。原理圖和等效電路如圖3所示。

圖3 壓縮相位的Pi型電路原理圖及等效電路

通過選擇合適的Ls和Cp，衰減態的傳輸相位可以近似于期望頻率處的非衰減相位。在低衰減狀態下，由于相位偏差較小，所以不需要補償電感。并聯的電容Cp和電阻Rp可以形成低通濾波器，并實現相位補償。為了避免并聯網絡影響衰減程度，將電阻Rc與電感Ls串聯。圖4為常規結構和補償結構的8 dB衰減器的相位特性。

圖4 常規結構和補償結構的衰減器相位特性

2.2 高線性度設計

從T型和Pi型這兩種基本類型的衰減器可以看出，數字衰減器由MOSFET和電阻組成。CMOS數字衰減器的非線性響應（如輸入壓縮點）主要是由于阻抗變化導致的[8，9]。通常，電阻的線性度非常好，非線性度主要來自有源器件，即MOSFET。在衰減器中，開關是工作在三極管區的單個NMOS晶體管，其導通電阻可以由下式給出：

其中Kn由工藝決定，Vgs是柵極和源極之間的電壓。Vth是MOSFET的閾值電壓，θ是和一階源串聯電阻、垂直電場引起的遷移率退化和短溝道器件中橫向電場引起的速率飽和等效應相關的系數。Vth0是當Vbs=0時的閾值電壓，γ是體閾值參數，φf是體費米電勢，Vbs是體和源之間的電壓。

從公式（1）和（2）可以看出，導通電阻是MOSFET的Vgs和Vbs的函數。較小的電壓擺動導致小的阻抗變化。當輸入信號非常大時，Vgs和Vbs變化很大，會導致巨大的非線性度。為了獲取固定阻抗，希望Vgs和Vbs不隨輸入信號變化而變化。常規的RF MOSFET開關如圖5（a）所示。

圖5 MOSFET開關

從圖5（a）可以看出，柵極電壓由于寄生電容Cgs和高值電阻Rg而隨源極電壓Vin變化，這僅實現了Vgs保持近似恒定。當輸入信號Vin改變時，電壓Vbs仍然會隨之變化。因而采用了如圖5（b）所示的浮動襯底技術，MOSFET的襯底不是直接接地，而是通過高值電阻Rb接地。與柵極類似，當Vin改變時，由于寄生電容Cbs和電阻Rb，襯底電壓隨之改變，從而維持Vgs和Vbs幾乎不變。要實現浮動的NMOSFET襯底，需要采用深阱工藝以隔離各個晶體管。通常，電阻Rg和Rb越大越好，但是大的Rg將會降低開關速度。因此，Rb的阻值可以非常大，甚至可以將晶體管襯底網絡開路。圖6是相同尺寸下的兩種拓撲結構MOSFET開關的仿真結果?？梢钥闯?，浮體開關的輸入1 dB壓縮點（P1dB）比常規開關高6 dB。

圖6 4 dB的Pi型衰減器的P1dB

2.3 版圖設計

基于IBM的8HP 0.13 μm BiCMOS工藝設計了圖1所提出的6位衰減器。衰減器的版圖如圖7所示，包括所有焊盤和旁路電容在內的芯片面積為400 μm× 1400 μm。

為了獲得低幅度步進誤差，必須實現阻抗匹配。多晶硅電阻的絕對精度非常差。此外，各級衰減器的參考地被隔離開，每級衰減器的參考地通過TSV直接接地。TSV的電感非常小，僅為約50 pH，小的寄生電感有利于提高高頻特性。

圖7 衰減器版圖

3 仿真結果

圖8（a）和（b）分別顯示了在7～13 GHz范圍內的輸入和輸出匹配性能的仿真結果。在此頻段內，S11和S22都低于-20 dB。良好的端口回波損耗可以避免連接到其他設備時由于端口阻抗引起的衰減步徑誤差惡化。

圖8 7～13 GHz范圍內輸入和輸出匹配性能仿真結果

圖9不同增益模式下的衰減器損耗

圖9 顯示了在不同增益模式下衰減器的損耗。從圖9可以看出，10 GHz時插入損耗約為6.67 dB。圖10顯示了不同衰減等級下的插入相移，在X波段內插入相移低至-1°～0.5°。衰減器的幅度和相位的均方根誤差參見圖11。圖12展示了衰減器的線性度，10 GHz下非衰減的1 dB壓縮點的輸入功率約為15.5 dBm。

圖10 不同衰減等級下的插入相移

圖11 衰減器的幅度和相位RMS誤差

圖12 輸入1 dB壓縮點

表1是本文和國內外數控GaAs衰減芯片的性能對比。從表1中可以看出，本文中設計的衰減器的附加相移顯著低于其他GaAs衰減器，并且回波損耗低，端口匹配好，其他性能也可以與各類GaAs衰減器相媲美。

4 結論

本文提出了一種具有高線性度和低附加相移的6位數控衰減器。該衰減器基于IBM 0.13 μm BiCMOS工藝，其最大衰減量為31.5 dB，步進0.5 dB，插入損耗＜6.67 dB，回波損耗＜-20 dB，10 GHz下輸入l dB壓縮點值為15.5 dBm，附加相移低至-1°～0.5°。仿真結果表明該衰減器性能可與現有各類GaAs衰減器相媲美。

表1 本論文中的設計與其他GaAs衰減器的性能對比

參考文獻：