用CCCCTA設計跳頻濾波器*

馬一山，曾以成

（湘潭大學 微電子科學與工程系，湖南 湘潭 411105）

0 引 言

無線通信業務的迅速發展，要求模擬前端能適應不同制式信息的處理。因此，需要設計適應多種標準的收發電路，而可重構濾波器是其中不可或缺的部件。Fabre等人提出了稱之為跳頻濾波器（Frequency Agile Filter，FAF）的一種特殊類型可重構濾波器[1]，可在信號傳輸時在兩個相鄰頻率之間快速切換，現已廣泛應用于各種定位系統[2]。因而，跳頻濾波器（FAF）的設計研究受到了廣泛關注[3-6]。文獻[3]給出了采用電流差分跨導放大器（CDTA）設計的一種0類和1類FAF結構；文獻[4]給出了由3個CDTA、2個電容和1個電阻組成的1類FAF電路；文獻[5]提出了以CDTA和電壓差分跨導放大器（VDTA）為有源器件構成的0類、1類和2類FAF電路。這些濾波結構的缺點是使用了電阻元件[3,5]，或者電流輸出端接有電容，不便于使用。電流控制電流傳輸跨導放大器（CCCCTA）實際上是電流控制電流傳輸器與跨導運放組合的有源器件[7-8]。由于它的x端內部有一受偏置電流控制的寄生電阻，因而基于CCCCTA的濾波器可以不包含電阻元件[9-13]?，F有文獻還沒有找到由CCCCTA構成跳頻濾波器的報道，本文將給出以CCCCTA為有源器件設計0類、1類和2類FAF的電路。它的濾波結構只包含CCCCTA和2個接地電容無源元件，且高阻抗輸出，克服了上述文獻的不足。最后，PSPICE仿真結果也證實了提出電路的正確性。

1 FAF的實現框圖

1.1 第0類FAF

第0類FAF功能框圖如圖1所示[3,5]。它是有1個輸入和2個輸出的二階濾波器，其中一個輸出為帶通（IBP），另一個輸出為低通（ILP）。

圖1 第0類FAF

對應的傳輸函數分別為：

中心頻率與品質因數依次為：

1.2 第1類FAF

第1類FAF框圖如圖2所示[3,5]。

圖2 第1類FAF

它是將第0類FAF的低通輸出放大后（具有可變增益A）反饋到輸入端，傳輸函數為：

因而，中心頻率與品質因數為：

式中，f0是第0類FAF的中心頻率，Q為第0類FAF的Q因子，A是放大器的增益。

1.3 第n類FAF

可以擴展第1類FAF采用的方法來實現第n類FAF，特征參數分別為：

2 基于CCCCTA的跳頻濾波器設計

2.1 CCCCTA的特性

CCCCTA的電路符號和功能等效電路分別如圖3（a）和圖3（b）所示。

圖3 MO-CCCCTA的符號與等效電路

它的理想端口特性為[7-8]：

式中，Rx是x輸入端的內部寄生電阻，gm為跨導增益。對于場效應管實現的電路，其Rx和gm的計算公式分別是：

其中kRX和kgm的具體表達式見文獻[8]。

2.2 第0類FAF

提出的第0類FAF電路如圖4所示。實質上，它是能直接提供低通和帶通濾波器功能的二階濾波器。

圖4 基于CCCCTA的第0類FAF

可以推導出圖4中2個輸出端口的帶通濾波器和低通濾波器的傳輸函數依次為：

其中Rx和gm是電路中CCCCTA的x端寄生電阻和+z到輸出端±o的跨導。

由式（18）或式（19）可以求得中心頻率和品質因數為：

2.3 第1類FAF

設計的第1類FAF電路如圖5所示。

圖5 基于CCCCTA的第1類FAF

其中，第一個CCCCTA與2個接地電容組成第0類FAF，第2個CCCCTA組成電流放大器?？梢酝茖鋷▊鬏敽瘮禐椋?/p>

相應地，極點頻率與品質因數分別為：

其中Rxi和gmi中的下標i表示參數是第i個CCCCTA的，下同。

2.4 第2類FAF

設計的第2類FAF電路如圖6所示。其中，有3個CCCCTA的控制偏置電流是相同的，也就是它們的x端內部寄生電阻Rx與±o的跨導gm是一樣的。

圖6 基于CCCCTA的第2類FAF

它的帶通傳輸函數為：

極點頻率與品質因數為：

3 PSPICE仿真結果

采用MOS管構成CCCCTA[14]，其中MOS管采用TSMC 0.25 μm工藝參數[15]，電源電壓為±1.5 V，所要求的-z端和-o端可由交叉耦合電流鏡實現[11]。由式（16）、式（17）和式（20）、式（21）、式（24）、式（24）、式（26）、式（27）可推出的上述0類、1類和2類FAF的中心頻率與品質因數與偏置電流的函數關系如表1所示?？梢愿鶕嶋H需要選定一些偏置電流可變、另一些偏置電流不變來調整中心頻率與品質因數。在下面的PSPICE仿真中，對于0類FAF，選定IB=IS同時改變來調整特征參數；對于1類和2類FAF，選擇IB1=IS1同時變，而IB2與IS2不變來改變特征參數。電路中的電容都取為1 nF。

表1 特征參數與偏置電流的關系表

3.1 第0類FAF仿真結果

設定IB=IS分別為5 μA、10 μA、15 μA、20 μA和25 μA，對圖4的0類FAF進行PSPICE仿真。圖7是其幅頻特性曲線，表2列出了各種情況下的中心頻率、帶寬、Q值、最大輸出噪聲電壓和功耗，其調諧比n=fomax/fomin=5.370 3/1.659 6=3.235 9，Q值的仿真值與理論值1存在偏差。

3.2 第1類FAF仿真結果

設定IB1=IS1分別為 5 μA、10 μA、15 μA、20 μA和25 μA，而IB2=1μ A、IS2=10μA保持不變，對圖5的1類FAF進行PSPICE仿真。圖8是其幅頻特性曲線，表3給出了各種情況下的中心頻率、帶寬、Q值、最大輸出噪聲電壓和功耗，其調諧比n=8.128 3/2.570 4=3.162 3。由式（23）和式（24）可知，1類FAF的中心頻率和Q值比0類FAF的對應值大倍。由于IB2與IS2不變，故此倍數值幾乎不變，因而調諧比與0類FAF接近。

圖7 基于CCCCTA的0類FAF頻率響應

表2 基于CCCCTA的0類FAF參數

圖8 基于CCCCTA的1類FAF頻率響應

圖9 基于CCCCTA的1類FAF頻率響應

3.3 第2類FAF仿真結果

與1類FAF仿真時偏置電流選擇一樣，取IB1=IS1分 別 為 5 μA、10 μA、15 μA、20 μA 和25 μA，而 IB2=1μA、IS2=10μ A 不變，對圖 6的2類FAF電路進行PSPICE仿真。圖9是其幅頻特性曲線，表4給出了各種情況下的中心頻率、帶寬、Q值、最大輸出噪聲電壓和功耗。它的調諧比n=11.482 0/3.630 8=3.162 4。由式（26）和式（27）可知，2類FAF的中心頻率和Q值比0類的FAF的對應值大1+Rm2gm2/2倍，比1類FAF大倍。同樣，由于IB2與IS2不變，故其中心頻率與Q值比0類或1類FAF對應的值大上述倍數，而調諧比與0類或1類FAF接近。

4 結 語

本文提出了一種采用CCCCTA構成的電流模式0類、1類和2類跳頻濾波器，給出了相應的極點頻率和品質因數計算公式。與文獻[3-5]的相應結構比較，提出的FAF的優點主要有：電路不需要電阻，所用的2個電容是接地的，使電路易于單片集成，電路功耗更小，輸出噪聲電壓低；電流高阻輸出，便于驅動負載；調諧比較大。最后，PSPICE仿真結果證實了電路的可行性。

表3 基于CCCCTA的1類FAF參數

表4 基于CCCCTA的2類FAF參數

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