交錯并聯磁集成雙向LLC 諧振變換器的高輕載效率控制方法

楊玉崗，李 恒，孫曉鈺

（遼寧工程技術大學電氣與控制工程學院，葫蘆島 125105）

隨著電力電子技術的發展，高頻、高功率密度已成為開關電源的必然發展趨勢。LLC 諧振變換器因其良好的自然軟開關特性，具有較高的工作效率和功率密度，被廣泛應用于新能源發電、電動汽車和通訊電源等領域[1-3]。為了提高LLC 諧振變換器的容量，改善穩態時的工作特性，交錯并聯技術被應用到LLC 諧振變換器中[4-5]，但隨著變換器相數的增加，較多的元器件增加了變換器的開關損耗，導致變換器輕載工作效率較低，難以兼顧擴容和高輕載效率的問題。

目前實現LLC 諧振變換器的效率優化，主要有兩個方向：①文獻[6]提出的變換器參數設計的優化方案，通過優化的參數改善變換器的工作狀態，能夠提高變換器在輕載甚至在全負載范圍內的工作效率，但沒有對變換器的輕載效率提升做出針對性的研究，變換器的輕載效率提升仍然具有較大的研究空間；②文獻[7-8]提出的多相交錯并聯和通道控制方案，根據負載大小控制投入運行的變換器的通道數，拓寬了變換器的高效率運行區間，但當變換器的運行通道數減至單相時，未對變換器的輕載效率做出進一步的優化研究，也沒有給出具體的控制方案。

針對以上情況，本文以交錯并聯磁集成雙向LLC 諧振變換器為研究對象，提出了一種變頻控制+移相控制+相屏蔽控制的控制策略，給出了以數字信號處理器DSP 為核心的控制策略實現方法，根據變換器的負載大小切換不同的控制模式，切實提高變換器的輕載工作效率，通過對比實驗，驗證了所提控制策略的有效性。

1 交錯并聯磁集成雙向LLC 諧振變換器

1.1 交錯并聯磁集成雙向LLC 諧振變換器工作原理

本文所研究的交錯并聯磁集成雙向LLC 諧振變換器的拓撲結構如圖1 所示，為保證變換器正、反向工作時工作特性保持一致，兩相LLC 諧振變換器均采用CLLLC 型諧振結構，LLC1 和LLC2 分別表示兩相LLC 諧振變換器。本文采用相間諧振電感反向耦合的方式來實現兩相變換器的自動均流。圖1 中：Lr1、Lr2和Cr1、Cr2分別為兩相變換器的低壓側諧振電感和諧振電容，兩諧振電感進行反向耦合；Lr3、Lr4和Cr3、Cr4分別為兩相變換器的高壓側諧振電感和諧振電容，兩諧振電感也進行反向耦合；Lm1和Lm2分別為兩相變換器低壓側和高壓側勵磁電感；n 為變壓器變比。為了滿足諧振電感反向耦合的需要，兩相LLC 諧振變換器開關管的導通角交錯180°。

圖1 交錯并聯磁集成雙向LLC 諧振變換器拓撲結構Fig.1 Topology of interleaved magnetic integrated bidirectional LLC resonant converter

在LLC 諧振變換器中，存在2 個諧振頻率：串聯諧振頻率fr和串并聯諧振頻率fm。設定變換器的工作頻率為fs，為了同時實現LLC 諧振變換器一次側的ZVS 和二次側的ZCS，變換器的開關頻率需要滿足。在這一頻率區間范圍內，兩相LLC 諧振變換器交錯角度為180°時，主要工作波形如圖2 所示，一個工作周期內，共有8 個工作模態。觀察兩相變換器的諧振電感和勵磁電感電流波形，可見，在任一時刻，兩相變換器的諧振電感電流均大小相等，方向相反，滿足相間諧振電感反向耦合的需要。

圖2 fm ＜fs ＜fr 時的工作波形Fig.2 Operating waveforms when fm ＜fs ＜fr

1.2 磁集成均流原理

本文采用兩相LLC 諧振變換器相間諧振電感的反向耦合實現兩相變換器的自動均流。為了避免傳統磁芯結構耦合系數低，磁壓分布不均勻，磁芯磁路不規則等問題[10]，給出了EIE 型耦合電感的磁路結構，如圖3 所示。該磁芯結構對稱，耦合系數較高，便于磁路模型的建立與分析[11]。兩個諧振電感均繞在磁芯中柱上，N1、N2分別為兩相諧振電感的線圈，大小相等為流入耦合電感的兩相諧振電流，兩相諧振電流以相反的方向流入耦合電感，磁芯中柱兩側氣隙對稱，通過調節氣隙大小，得到所需的諧振電感。

圖3 EIE 型耦合電感磁路結構Fig.3 Magnetic circuit structure of“EIE”shaped coupling inductors

在理想情況下，兩相LLC 諧振變換器參數完全一致，流入耦合電感的諧振電流在任一時刻大小相等，方向相反，兩耦合電感在磁芯磁路中產生相互抵消的磁通，磁路中總磁通為0。當兩相變換器參數存在偏差時，會造成流入耦合電感的兩相電流發生變化。假設此時諧振電流突然增大，＞，根據楞次定律和電磁感應定律，電流將在磁芯中產生感應磁通，在上下兩個線圈內分別產生感應電動勢E1和E2，在反向電動勢E1的作用下，將不斷降低，同時在E2的作用下，不斷增大，直到兩相諧振電流重新滿足。

2 變換器工作特性

為了制定合理的控制方案，首先對變換器的工作特性進行分析。根據變換器的運行方式分析變換器在變頻控制和移相控制下的輸出電壓增益特性。

2.1 變頻控制

雙向LLC 諧振變換器工作在變頻模式下時，為實現變換器的高效率，往往使其工作在諧振頻率點附近，因此可用基頻分量法對變換器的工作特性進行分析[12]。不同于傳統交錯并聯LLC 諧振變換器中兩相LLC 變換器的獨立工作，交錯并聯磁集成雙向LLC 諧振變換器中，由于耦合電感的存在，兩相變換器工作時會相互產生影響，這點在進行變換器的工作特性分析時需要加以考慮。

圖1 中，在理想情況下，同相LLC 諧振變換器變壓器兩側的諧振參數具有對稱性，即Lr1=Lr3n2，Cr1=Cr3/n2，將二次側的參數折算到原邊側，可得到等效電路，如圖4 所示。

圖4 等效電路Fig.4 Equivalent circuit

兩相變換器交錯180°運行，使并聯的輸入端電壓始終相反，諧振電感反向耦合。設兩相諧振電感的耦合系數為k，則k 為負數，-1≤k＜0，可得到耦合電感的互感M 為

式中：UAB、Uo分別為輸入、輸出電壓；Req為等效電阻，Req=8n2RL/n2；ωs為工 作角 頻率；Lr、Cr分別為 諧振電感和電容。

化簡式（2）得

式中：h 為勵磁電感與諧振電感的比值，h=Lm/（Lr-M）；fn為開關頻率與諧振頻率比值，即歸一化頻率，fn=fs/fr；Q 為品質因數，。

為了獲取有效的耦合系數，利用Saber 軟件，結合具體的實驗參數，通過仿真的方法取得最佳均流效果的耦合系數k=-0.4[11]。保持h、Q 不變，分別取耦合系數k=0 和k=-0.4，用Matlab 軟件分別繪制出變換器電壓增益與歸一化頻率的關系曲線，如圖5 所示?？梢?，帶耦合電感的雙向LLC 諧振變換器的電壓增益特性與傳統無耦合作用的交錯并聯LLC 諧振變換器相同，并且在同一開關頻率下，具有更大的電壓增益，為同時實現變化器的ZVS 和ZC，設計變換器工作在區域2 內，在這段區域內，變換器的電壓增益隨開關頻率的增加單調遞減，頻率越大，增益曲線越平穩，在諧振頻率點處取得最小增益1，變換器處于升壓模式。

圖5 歸一化頻率與電壓增益關系曲線Fig.5 Curves of relationship between normalized frequency and voltage gain

2.2 移相控制

在本文所提控制方法下，變換器的移相控制僅使用在深度輕載工況下，此時通過相屏蔽控制，耦合電感中僅一相電感參與工作，不再考慮諧振電感間的耦合影響，變換器的工作特性與傳統LLC 諧振變換器一致。利用時域分析法[13]，得到單相LLC 諧振變換器的占空比與電壓增益的關系曲線，如圖6 所示。

圖6 占空比與電壓增益關系曲線Fig.6 Curve of relationship between duty cycle and voltage gain

此時變換器工作在諧振頻率點即歸一化頻率fn為1 處，由圖6 可見，電壓增益隨占空比的增加單調遞增，當占空比為1 時最大增益為1，在此工作范圍內處于降壓模式，與圖5 中交錯并聯磁集成LLC 諧振變換器的電壓增益曲線形成增益互補。因此，變換器能適用于全負載范圍內的增益變化。

3 移相+變頻+相屏蔽控制的控制方法

傳統的變頻控制和移相控制各有優缺點，為了滿足變換器的增益變化需要，并有效提升變換器的輕載工作效率，本文提出了一種移相控制+變頻控制+相屏蔽控制的控制方法。當變換器處于半載及以上負載時，采用傳統變頻控制，兩相變換器交錯180°運行；當變換器處于輕載（小于50%滿載）運行時，采用相屏蔽控制和變頻控制；變換器處于深度輕載（這里定義為變換器所需增益小于1 時）運行時，采用相屏蔽控制和移相控制。

3.1 控制模式切換原理

在所提多模式控制方法下，隨著變換器負載的不斷變化，變換器的控制模式也頻繁切換。為了避免變換器在控制模式切換的臨界點處進行反復切換動作，影響變換器的穩定運行，需要對變換器控制模式的切換過程進行過渡處理。

對于變頻模式下相屏蔽切相控制的過渡處理，以50%滿載作為切換臨界點，滯環控制原理如圖7所示。設滿載電流為Io，以0.45 Io～0.55 Io為滯環區間，負載電流大于0.55 Io時由相屏蔽單相運行切換為雙相運行；負載電流小于0.45 Io時進行相屏蔽控制，僅單相變換器運行。

圖7 相屏蔽控制過渡原理Fig.7 Transition principle of phase shielding control

輕載工況下，變換器在變頻控制和移相控制模式間切換，實際表現為變換器的電壓增益變化。由上文變換器的工作特性分析可得，在變頻控制和移相控制下，變換器的電壓增益形成互補，變頻控制和移相控制的切換原理如圖8 所示。當變換器處于升壓模式時，所需增益大于1，采用變頻控制，變換器工作頻率小于諧振頻率，隨變換器負載的減小，輸出頻率不斷增加；當輸出頻率大于變換器的諧振頻率，即所需增益小于1 時，采用定頻移相控制，輸出頻率固定為諧振頻率。LLC 諧振變換器的輸出增益變化，可看作工作頻率的變化，因此，僅通過對變換器工作頻率的判斷處理即可實現變頻控制和移相控制的平滑切換。

圖8 變頻、移相控制切換原理Fig.8 Switching principle of variable frequency and phase shift control

3.2 控制方法實現流程

結合提出的控制方法，要實現變換器在多控制模式下的精確平穩切換，需要對變換器的工作狀態進行精確地實時監測。本文設計了以數字信號處理器DSP（digital signal processing）DSP28335 為核心的控制模塊，結合變換器輸出側的電壓、電流檢測電路，對變換器的工作狀態進行實時反饋，采樣信號輸入至DSP，經過程序計算，進行控制策略的決斷和輸出調整。

圖9 給出了變換器的控制流程，為了實現各控制功能的有序執行，在DSP 的定時器中斷中完成控制子程序的運行。初始化程序為兩相變換器交錯并聯運行，采用變頻控制維持電壓穩定。當定時器中斷到來，首先對變換器的輸出電壓、電流進行檢測，當負載電流小于相屏蔽控制的切相電流時，進行相屏蔽控制，僅投入一相變換器運行。同時根據采集的輸出電壓，對輸出電壓進行PID 閉環控制，得到當前的變換器輸出頻率，再將得到的輸出頻率與變換器的諧振頻率進行比較。如果輸出頻率大于諧振頻率，變換器切換為移相控制，通過調整變換器兩橋臂間的移相角，維持輸出電壓穩定；否則變換器仍然采用變頻控制，直到下一個中斷周期到來，如此循環。

圖9 控制流程Fig.9 Flow chart of control

4 實驗分析

為驗證所提控制方法的正確性和有效性，制作了一臺輸出功率1 000 W、電壓48 V/400 V 的實驗樣機，如圖10 所示。樣機系統的主要指標和參數如表1 所示。

表1 主要實驗參數Tab.1 Principal experimental parameters

圖10 樣機實驗系統Fig.10 Experimental system of prototype

圖11 和圖12 分別給出了變換器在正向升壓和反向降壓模式下的滿載實驗波形，此時兩相變換器交錯180°運行，通過變頻控制調整輸出電壓?？梢钥闯?，在正、反向工作模式下，變換器都能實現原邊開關管的ZVS 工作，兩相諧振電流波形基本一致，兩相變換器具有良好的均流效果。

圖11 正向滿載實驗波形（變頻控制）Fig.11 Waveforms in forward experiment at full load（under variable frequency control）

圖12 反向滿載實驗波形（變頻控制）Fig.12 Waveforms in reverse experiment at full load（under variable frequency control）

通過實驗測試，在升壓和降壓模式下，當負載電流分別減小到0.4 A（16%滿載）和3 A（14%滿載）左右時，變換器在DSP 控制下由變頻控制自動切換為定頻移相控制模式，在該控制模式下，分別得到正、反向工作的深度輕載（5%滿載）實驗波形，如圖13 和圖14 所示，通過開關管的ZVS 波形可以看出，在深度輕載工作時采用定頻移相控制仍然可以實現開關管的ZVS，且變換器諧振槽端口電壓VAB波形和諧振電感電流波形良好，變換器工作正常。

圖13 正向輕載（5%滿載）實驗波形（移相控制）Fig.13 Waveforms in forward experiment at 5% full load（under phase shift control）

圖14 反向輕載（5%滿載）實驗波形（移相控制）Fig.14 Waveforms in reverse experiment at 5% full load（under phase shift control）

根據實驗數據，分別繪制出變換器在升壓、降壓模式下的工作效率對比曲線，如圖15 所示。在正向升壓模式下，采用新型控制方法的變換器最高效率達到94%，比傳統控制方法的最高效率提升約1%，在整個輕載工作范圍內，變換器效率均有明顯提升；負載電流為0.1 A（5%滿載）時，效率提升約7.2%。在降壓模式下，采用新型控制方法的變換器最高效率為92.4%，比傳統控制方法的最高效率提升約0.8%；負載電流為1 A（5%滿載）時，效率提升約9.7%，輕載效率提升明顯。綜上可得，采用新型的控制方法，可以明顯提高變換器的輕載工作效率，并拓寬變換器的高效率運行區間。

圖15 效率對比曲線Fig.15 Curves of efficiency comparison

通過實驗測試，采用所提控制方法的變換器在正、反向工作模式下的開關頻率均在79～100 kHz 之間，有效縮短了變換器的工作頻率區間，有利于磁性元件的設計。

5 結語

本文針對傳統交錯并聯LLC 諧振變換器輕載效率低的問題，以交錯并聯磁集成雙向LLC 諧振變換器為研究對象，提出了一種移相+變頻+相屏蔽控制的新型控制策略，并以數字信號處理器DSP為控制核心，給出了具體的控制策略實現方法。最后，制作出了實驗樣機，通過實驗表明，該控制方法維持了傳統LLC 諧振變換器的自然軟開關特性；拓寬了變換器在全負載范圍內的高效率運行區間，尤其提升了變換器的輕載效率；縮短了變換器的開關頻率范圍，有利于磁性元件的設計。