變拓撲LLC變換器的均流均壓控制研究

王憲萍，王嬋瓊，王曉東，倪喜軍，馬 津

(1.國網山西電力公司長治供電分公司，長治 046011；2.江蘇晟能科技有限公司，無錫 214028）

0 引言

隨著新能源、電力電子技術的發展，各類DC-DC變換器不斷出現，其中，LLC諧振式變換器成為目前的研究熱點。其優勢在于，在一定寬輸入電壓和全負載范圍內可實現原邊開關管的零電壓導通（zero voltage switching，ZVS）和副邊整流二極管的零電流關斷[1-2]（zero currentswitching，ZCS），不需要任何輔助網絡且控制簡單。然而，LLC諧振式變換器重載下變頻調制增益的局限性問題已成為制約其發展的瓶頸[3]。

為擴大其輸入輸出電壓的范圍，文獻[4]提出了一種數字式直接相移控制與傳統線性控制相結合的混合控制方法，但僅局限于單個LLC變換器且預處理過程復雜。文獻[5]提出了基于擾動參數估計的移相控制策略，全有源橋隔離DC-DC變換器的雙移相控制本身較復雜，額外增加的參數估計和移相補償進一步加大了處理器負擔。文獻[6]提出了基于移相補償的LLC變換器交錯并聯技術，雖然實現了均流，但其輸出電壓增益范圍仍然較小。文獻[7]依靠增加輔助調控開關管實現了LLC變換器交錯并聯均流，但額外的輔助開關管增加體積和成本。文獻[8]依靠移相獲得較大的增益范圍，但其控制過程比較復雜，文獻[9]則利用簡單的180°切換實現串并聯的變換，簡化了控制方法，但未涉及均壓均流控制。文獻[10-11]提出了一些智能控制策略，但實際逆變器采用的微型控制器很難滿足計算需求，實現仍然困難。

本文在分析變結構LLC變換器運行原理基礎上，進一步分析了補償諧振器件參數容差的均流均壓控制方法，提出了基于變頻調制疊加小角度移相控制的均壓均流方法，實現了全范圍電壓增益連續可調，并克服文獻[8]中部分區域依靠調節輸入直流電壓輔助調整電壓增益的缺陷。

1 變結構LLC變換器拓撲及工作原理

1.1 拓撲結構

如圖1所示，變結構LLC變換器拓撲包含主動開關S1～S4和S5～S8，n:1的變壓器Tr1、Tr2，Tr1、Tr2的勵磁電感Lm1、Lm2，諧振電感Lr1和Lr2，諧振電容Cr1和Cr2，整流二極管D1～D6。

圖1 變流器運行模式

變結構LLC變換器采用變頻調制控制的幾種運行模式，主要分為雙全橋電路串聯、雙全橋電路并聯和全橋半橋電路串聯方式。如圖1(a)所示，如果雙全橋并聯電路脈沖滿足S1=S4=S6=S7=～S2=～S3=～S5=～S8，由于隔離變壓器極性反接，變壓器副邊側處于并聯連接，即IPOP（Input Parallel Output Parallel）方式。如圖1(b)所示，如果雙全橋串聯電路脈沖滿足S1=S4=S5=S8=～S2=～S3=～S6=～S7，副邊側變壓器處于串聯連接，即IPOS（Input Parallel Output Series）方式，輸出電壓為圖1(a)模式的2倍。如圖1(c)所示，如果控制S8為常閉短路，S7為常開路，全橋半橋串聯電路脈沖信號此時滿足S1=S4=S5=～S2=～S3=～S6，輸出電壓為圖1(a)模式的1.5倍。當然，如果控制S4為常閉短路，S3為常開路，全橋半橋串聯電路脈沖信號此時滿足S1=S5=S8=～S2=～S6=～S7，輸出電壓也為圖1(a)模式的1.5倍，該模式可以為一種冗余模式，通過選擇，可以減少電路切換過程的過沖。

并聯模式時，D1、D3、D4和D6承擔1/2負載電流，D2、D5承擔整個負載電流。串聯模式時，D2、D5被直流電壓反相鉗制而無流通電流，僅D1、D3、D4和D6流通電流。

1.2 次諧振工作模態分析

為簡化分析，如圖2所示，僅以單個LLC變換器分析其工作模態，2個組合的變結構LLC變換器僅是單個LLC變換器的簡單疊加，其基本過程與單個變換器完全一致，具體的電流流向可參考圖1，此處不再詳述。如圖2(b)所示，如果存在移相，開關頻率低于諧振頻率的次諧振區域內可以分為8個階段，對應前半周和后半周共8個時間節點t0～t4和t4～t8，相比圖2(a)無移相控制的波形圖，移相控制方式下多了圖2(b)中2個t2～t3和t6～t7時間段模態，此時間段對應的電角度，本文定義為移相角φ。圖2中Ton定義為半個開關周期，Dp為開關管對應的占空比（無移相時，為1），Tc為二次側電流流通時間。

圖2 LLC變換器次諧振區域的波形圖

1）模態1（t0～t1）

t0時刻，iLr1電流為正，S1、S4開通，如圖3所示等值電路的區間t0～t1，諧振腔電壓為Uin，iLr1諧振遞增，iLm1線性增大，但iLr1的增長速度比iLm1快，D1和D5自然導通，此時變壓器副邊被Uo鉗位。

圖3 LLC變換器次諧振區域的等值電路

2）模態2（t1～t2）

t1時刻，S1和S4仍保持開通，iLr1正弦諧振衰減至iLm1，使得變壓器無電流，因而D1和D5實現ZCS關斷；如圖3所示等值電路的區間t1～t2，Lm1、Lr1、和Cr1一起諧振，能量存儲在諧振腔中。t2時刻，S4關斷，模態2結束。

3）模態3（t2～t3）

t2時刻，進入S3、S4死區時間。iLr1對CS4充電，同時對CS3放電，導致S4的漏源電壓線性上升，S3的漏源電壓線性下降。由于功率器件寄生電容遠小于諧振電容，該過程在極短時間內結束，此后，S4的漏源電壓等于Uin，S3的漏源電壓等于零而導致反并聯二極管DS3續流導通，為S3的ZVS導通創造條件，如圖3所示等值電路的區間t2～t3，此時諧振腔無激勵源，因此在寄生電阻的影響下，電流稍微下降，很顯然，移相控制會減少諧振腔的存儲能量。

4）模態4（t3～t4）

t3時刻，S1管關斷，進入S1、S2死區時間；同時，iLr1對CS1充電，同時對CS2放電，導致S1的漏源電壓線性上升，S2的漏源電壓線性下降。t4時刻，S2管開通，前半周期工作結束，后半周期的工作原理和前半周期一樣，不再詳述。

為簡化分析，忽略實際電路的死區時間，可以把上述的工作模態等效為圖3所示的幾個區間等值電路圖。

1.3 增益特性分析

基于基波分析法對單個LLC諧振變換器增益特性分析[12-15]，可得式(1)所示增益近似計算公式：

定義諧振頻率如下：

加入移相后，如圖2(b)所示，加到諧振腔的方波電壓存在一段時間的零電壓，相當于基波幅值變小，此時的基波電壓可表示為：

類似上述基波分析法，此時增益變為：

以如下表1的參數λ=6為參量，比較式(1)、式(5)，利用MATHCAD畫成歸一化諧振頻率與變換器增益的關系圖4，分析圖4增益曲線變化趨勢，獲得如下規律：

表1 開關方式電壓增益

圖4 不同φ值下歸一化諧振頻率與變換器增益的關系圖

1）當fn=1時，無移相控制的增益恒為1，與變換器參數、移相角和負載無關；但當增加移相角補償時，增益小于1。

2）移相角控制不僅影響諧振點增益，與無移相控制相比，相應增益整體下降，且下降趨勢成相同趨勢。

3）當k值一定且變換器輕載時，在小于諧振頻率的一定范圍內，隨著開關頻率的降低，可以保證較大范圍的增益控制。但隨著Q值的增加，即負載越來越重，變換器最大增益值減小，且變換器可控增益范圍逐漸減小，為保證可控增益的范圍，最大移相角需要控制。

變結構LLC變換器必須運行于圖1所示的三種方式，為獲得1～2.5的增益，根據上述圖4的結論可知，需要首先選擇LLC變換器的運行方式，然后計算開關頻率，最后進行移相補償獲得調頻加移相補償后的增益。

假設選擇LLC變換器運行方式的增益為G1，變頻調制加移相補償的增益為G2，對于變結構LLC變換器的增益Gw，可表示為：

具體增益G1可參考圖1，增益G2可參考式(5)或圖4。如圖4所示，在響應的設計參數下，只要移相角不大于1rad，就能保證LLC變換器在1～1.5的增益范圍內連續可調，因此制定表1所示不同增益下的開關選擇表。

2 變結構LLC變換器控制

2.1 控制方案

通過分析可知，移相控制可以改變諧振腔的基波電壓幅值，進而改變LLC變換器的增益。因此，本文通過變頻調制疊加小角度移相補償調整由于LLC變換器參數不一致導致的增益不同，克服不平衡現象，實現對變結構LLC變換器的均流均壓控制。如圖5所示，變結構LLC變換器的控制器包含方式選擇模塊、電壓閉環控制環和輔助移相補償環。

圖5 控制框圖

如圖5所示，依據調度設定的參考電壓大小選擇雙全橋電路串聯、雙全橋并聯和全橋半橋電路串聯方式[4]，并通過電壓閉環控制環確定變結構LLC變換器的開關頻率。

輔助移相補償環依據電流差輸出輔助移相補償角，其中滯環用于選擇移相橋臂和閉鎖較小誤差時移相補償。當然，輔助移相補償環控制一方面可以保證電流快速均流，同時可以根據采樣電流實現流保護作用，防止二次側或諧振腔短路以及過載引起的過大電流。

2.2 均流均壓分析

忽略功率器件和變壓器的損耗，LLC變換器的輸入輸出滿足功率平衡，即：

當運行在IPOP模式時，滿足Uo1=Uo2，此時控制Iin1≈Iin2，即可保證Io1≈Io2；當運行在IPOS模式時，滿足Io1=Io2，此時控制Iin1≈Iin2，即可保證Uo1≈Uo2。因此，上述控制方案在快速控制輸入電流基本相等的情況下，可實現對變結構LLC變換器的IPOP均流和IPOS均壓控制。

3 實驗結果

根據以上的分析設計了一臺如表2所示設計指標和參數的變結構LLC諧振變換器，樣機圖片如圖6所示。

圖6 樣機圖

如圖6 所示，樣機包含H 橋1、H 橋2、三相整流器、諧振腔1、諧振腔2 和控制器，其中控制器采用TMS320F28377D，信號采用MCU內部ADC，內部PWM模塊輸出光纖隔離脈沖驅動功率器件。

圖7為變結構LLC變換器工作在IPOP方式時的實驗波形，通過相同頻率PWM波的調制，實現2個LLC變換器諧振腔電流同相位，同時通過控制小角度的移相實現2個變換器的均流。

圖7 雙全橋并聯均流

圖8為變結構LLC變換器工作在IPOS方式時的實驗波形，通過相同頻率PWM波的180°反向調制，實現2個LLC變換器諧振腔電流相反180°且幅值基本相同，同時通過控制小角度的移相實現2個變換器輸入電流均流，間接控制2個LLC變換器輸出電壓均壓。

圖8 雙全橋串聯均流

4 結語

本文分析了變結構LLC變換器的拓撲結構和工作過程，并用基波分析法進行增益分析，然后以此為基礎提出了參數設計和控制方法，最后結合變頻調制疊加小角度移相控制，實現了變結構LLC變換器的IPOP均流和IPOS均壓控制，樣機實驗驗證了LLC變換器變頻調壓和軟開關特性的可行性。