大功率射頻組件的負載點電源設計

馬 惠,馮 錕

(南京電子技術研究所, 江蘇 南京 210039)

0 引 言

微波射頻組件廣泛應用于通信、雷達和武器裝備等領域。隨著組件功率的提升,高電壓、高功率和高效率的氮化鎵組件逐漸成為主流產品[1]。相應的負載點電源需滿足高電壓輸入、高功率輸出和高可靠工作的應用需求。同時,伴隨著微波射頻組件輕薄化的發展趨勢[2],負載點電源還需具備小型化、高密度和高效率的特點[3]。傳統的射頻組件負載點電源通常采用線性電源或低頻開關電源。線性電源效率低、熱耗大,在壓差大的應用場合其缺點尤為顯著;低頻開關電源體積重量大、功率密度小,不適合射頻組件輕薄化的應用需求[4]。

本文針對大功率射頻組件的典型應用需求[5],提出了高頻、高密度和高效率負載點電源的設計方法,且該負載點電源具備過壓、過流和過脈寬等完善的保護功能。本文詳細介紹了負載點電源的電路組成和工作原理,并分別論述其核心控制芯片選擇、詳細電路設計及關鍵電路參數計算方法[6]。實驗結果表明,本文設計的負載點電源滿足了高效率、高密度和高可靠的應用要求。

1 電路組成和工作原理

大功率射頻組件的負載點電源將70 V直流母線電壓變換為射頻功放管需要的發射28 V電壓,該負載點電源具有高效率、高密度和高可靠特性,并適用于大電流窄脈沖負載。

大功率射頻組件的負載點電源由輸入濾波電路、功率變換電路、過流過壓保護電路、儲能濾波電路、開機控制及狀態監測電路組成,負載點電源的原理框圖如圖1所示。

圖1 負載點電源的原理框圖

輸入濾波電路由CLC濾波電路組成,CLC濾波電路能有效降低輸入端電流紋波和電壓紋波,避免高頻開關電源產生的電磁干擾對系統造成不良影響。功率變換電路采用同步Buck拓撲結構,將70 V母線電壓變換為28 V電壓,并具有高效率、高頻率和高密度的特性。過壓、過流保護電路實現對電源的輸出過壓、過流和過脈寬保護,保證系統工作可靠性。儲能濾波電容提供脈沖負載所需的峰值電流,同步Buck變換電路按平均功率設計,降低了負載點電源的電流應力、熱應力和設計難度,提高了負載點電源的可靠性。開關機控制電路和狀態監測電路實現負載點電源控制信號的接收和狀態信號的上報。

2 功率變換電路

負載點電源輸出28 V電壓,為大功率射頻組件的功率管提供發射電源,采用同步Buck電路,以滿足高效率、高密度及快速動態響應的設計要求。

負載點電源的核心控制芯片采用Linear公司的同步降壓變換芯片LTC7103,其內部集成了功率管和同步Buck控制器,滿足了點電源高密度、小型化的設計要求。同步Buck轉換器LTC7103具有4.4 V～105 V的寬電壓輸入范圍,開關頻率200 kHz～2 MHz,輸出電流能力2.3A,具備過流、過溫等保護功能。轉換器LTC7103適用于高性能工業控制、數據通信和射頻功率放大器應用?；谵D換器LTC7103的同步Buck變換電路原理圖如圖2所示。

圖2 基于LTC7103的同步Buck電路原理圖

如圖2所示,轉換器LTC7103內部集成了Buck功率管,其外部僅需要配置輸入電容C1、Buck電感L1、輸出電容C2以及阻容控制器件,即可構成完善的同步Buck變換電路。其中,電阻R1、R2和R3用于設置輸入電壓啟動門限和關斷門限,電阻R4用于設置電源開關頻率,電阻R5用于設置電源過流門限,電阻R6和R7用于設定輸出電壓,電容C3用于設置軟啟動時間,電容C4用于內部輔助電源旁路濾波,電容C5為Buck電路的自舉電容。

同步Buck變換電路的開關頻率越高,所需的輸入電容、Buck電感和輸出電容就越小,負載點電源的體積和尺寸就越小,功率密度就越高。但開關頻率越高,開關損耗就越大,負載點電源的效率就越低,溫升也越高,甚至影響負載點電源的可靠性。綜合考慮電源功率密度和效率,結合LTC7103的工作特性,通常將開關頻率設定在300 kHz～750 kHz之間。開關頻率設定電阻R4的計算公式為

(1)

式中:fsw為設定的開關頻率,電阻單位為Ω。

輸入電容C1用于輸入電壓濾波,以減小輸入電壓紋波和輸入電流紋波,計算公式為

(2)

式中:Iout為電源輸出電流;fsw為電源開關頻率;ΔVin為輸入電壓紋波,通常設定輸入電壓紋波小于輸入額定電壓的3%。

電感L1決定了同步Buck電路紋波電流的大小。電感L1越大,紋波電流越小;電感L1越小,紋波電流越大。通常設定Buck電路紋波電流為輸出電流的20%～40%,計算公式如式(3)所示[7]。

(3)

式中:Vout為電源輸出電壓;Ipp為Buck電路紋波電流;fsw為電源開關頻率;Vin為輸入電壓。

輸出電容C2對輸出電壓濾波,以減小輸出電壓紋波,計算公式如式(4)所示[8]。

(4)

式中:ΔVout為輸出電壓紋波;Ipp為Buck電路紋波電流;ESR為輸出電容等效串聯電阻;Cout為輸出電容容量;fsw為電源開關頻率。根據電容特性,通常當電容ESR滿足紋波要求時,電容容量都能滿足濾波要求。

通過電阻R6和R7分壓網絡,實現輸出電壓的設定,計算公式為

(5)

式中:Vout為輸出電壓;Rup為分壓網絡高端電阻;Rdown為分壓網絡低端電阻;1為同步Buck轉換器LTC7103內置的穩壓基準。

為了防止電源啟動過程中產生的輸入和輸出浪涌電流,電源需具備軟啟動功能。變換器LTC7103通過外接軟啟動電容Css,可實現電源軟啟動,電源啟動時間tss與軟啟動電容容量Css成正比,計算公式為

Css=tss×10

(6)

式中:電容Css單位為μF,時間tss單位為s。

3 保護電路設計

為了實現射頻組件的高可靠工作,負載點電源需具備輸出過壓、過流和過占空比等保護功能。

過壓保護電路的核心控制芯片采用Linear公司的浪涌抑制控制器LT4356-3,其內部集成了過壓、過流等控制保護功能,且具備故障鎖存功能和快速的故障響應時間,同時兼顧了系統可靠性和電路的簡化設計[9]。

基于浪涌抑制控制器LT4356-3的保護電路原理圖如圖3所示。由圖3可見,保護電路主要由浪涌抑制器N1、電流采樣電阻R1、功率金屬氧化物半導體(MOS)管Q1、計時電容C1以及電阻網絡R2和R3等組成。電路具有功能完備、結構簡單的特點。

圖3 基于LT4356-3的保護電路原理圖

過流門限通過電流采樣電阻R1設定,計算公式如式(7)所示。

(7)

式中:Rsns為電流采樣電阻;Ilim為輸出電流限流門限;50為浪涌抑制控制器LT4356-3的內置過流采樣門限,單位為mV。

過壓門限通過電阻網絡R2和R3設定,計算公式如式(8)所示。

(8)

式中:Vreg為輸出鉗位電壓;Rup為分壓網絡高端電阻;Rdown為分壓網絡低端電阻;1.25為浪涌抑制控制器LT4356-3的內置過壓采樣門限,單位為V。

在電源輸出過流情況下,浪涌抑制控制器通過調整功率MOS管壓降,將輸出電流鉗位至設定值。當過流持續時間超過設定的過流鉗位保持時間時,控制器即關斷功率MOS管,實現故障鎖存功能。過流保護工作機理如下:當浪涌抑制器檢測到過流后,內置電流源開始給計時電容C1充電,當計時電容C1的電壓從0.50 V充電至1.35 V時,控制器關斷功率MOS管。計時電容C1的充電電流大小與功率管承受的電壓VDS相關,電壓VDS越大,充電電流越大,功率MOS管關斷越快。當功率管承受的電壓VDS≤0.50 V時,計時電容C1的充電電流為4 μA;當功率管承受的電壓VDS達到80 V時,計時電容C1的充電電流為260 μA。因此可通過電容C1設定過流持續時間,即計時電容C1電壓從0.50 V充電至1.35 V所用的時間,計算公式為

(9)

在電源輸出過壓情況下,浪涌抑制控制器通過調整功率MOS管壓降,將輸出電壓鉗位至設定值。當過壓持續時間超過設定的過壓鉗位保持時間時,控制器即關斷功率MOS管,實現故障鎖存功能。過壓保護工作機理如下:當浪涌抑制器檢測到過壓后,內置電流源開始給計時電容C1充電,當計時電容C1的電壓從0.50 V充電至1.35 V時,控制器關斷功率MOS管。當計時電容C1的電壓從0.50 V充電至1.25 V時,充電電流大小與功率管承受的電壓VDS相關。當功率管承受的電壓VDS≤0.50V時,計時電容C1的充電電流為2 μA;當功率管承受的電壓VDS達到75 V時,計時電容C1的充電電流為50 μA。當計時電容C1的電壓從1.25 V充電至1.35 V時,充電電流與功率管承受的電壓VDS無關,恒定為5 μA。與過流保護同理,可通過電容C1設定過壓持續時間,即計時電容C1電壓從0.50 V充電至1.35 V所用的時間,計算公式為

(10)

4 開關機控制及電源監測電路設計

為了滿足系統對電源健康管理的需求,設計了控制接口電路,實現上位機對負載點電源的狀態監測和開機控制,實現負載點電源的健康管理[10]。

電源開關機控制接口電路如圖4所示,光耦輸出接至同步Buck變換器LTC7103的RUN引腳。當上位機控制光耦N1導通時,RUN引腳為低電平,變換電路不工作,電源為關機狀態;當上位機控制光耦N1截止時,RUN引腳為高電平,變換電路工作,電源為開機狀態。

圖4 電源開關機控制電路原理圖

電源狀態監測電路原理圖如圖5所示,光耦N1輸入接至同步Buck變換器LTC7103的PGOOD引腳。當同步Buck變換電路工作正常時,PGOOD引腳對地開路,光耦N1導通;當同步Buck變換電路工作異常時,PGOOD引腳對地短路,光耦N1截止。因此,上位機根據光耦N1的導通狀態可判斷同步Buck變換電路的工作狀態。光耦N2輸入接至浪涌抑制控制器LT4356-3的EN引腳,當觸發過壓或過流等故障時,EN引腳對地短路,光耦N2截止;當無過壓或過流等故障時,EN引腳對地開路,光耦N2導通。因此,上位機根據光耦N2的導通狀態可判斷保護電路的工作狀態。

圖5 電源狀態監測電路原理圖

5 樣機研制

5.1 樣機參數設計

按照本文所提方法,研制了一臺射頻組件負載點電源,輸入直流電壓70 V,輸出電壓28 V,輸出平均電流1.5 A,輸出峰值電流15 A(脈寬25 μs,周期250 μs)。電路設計及核心芯片選擇如前文所述。

功率變換電路主要參數設計如下:兼顧電源效率和功率密度,同步Buck變換器開關頻率設計為500 kHz;輸入電容選擇具有優良頻率特性和溫度特性的X7R陶瓷電容,標稱容量4.7 μF,額定電壓100 V;同步Buck電感選用XAL6060-223MEC,電感標稱值22 μH,電流有效值5.0 A;輸出電容選用X7R陶瓷電容,標稱電容10 μF,額定電壓50 V;輸入欠壓啟動電壓門限40 V,輸入過壓關斷門限90 V,圖2中對應R1為1.8 MΩ,R2為30.0kΩ,R3為24.9kΩ;輸出軟啟動時間約20 ms,圖2中對應的軟啟動電容C3為0.22 μF。

保護電路主要參數設計如下:保護電路過流門限設置為2 A,圖3中對應電流采樣電阻R1為25 mΩ;保護電路過壓門限設置為30 V,圖3中對應電阻R2為127 kΩ,電阻R3為5.49 kΩ;功率MOS管選用BSC046N10NS3,漏源電壓100 V,漏源電流100 A,導通阻抗4.6 mΩ;根據功率MOS管的安全工作區,圖3中的計時電容C1容量為0.1 μF;輸出儲能電容選用高分子鉭電容,標稱電容330 μF,額定電壓63 V。

5.2 實驗波形

負載點電源啟動波形如圖6所示。當開機信號變為高電平,28 V電源啟動,軟啟動時間約20 ms,輸出無重啟、無過沖,輸出電壓穩定。

圖6 電源滿載啟動波形

負載點電源輸出恒定1.5 A滿載工作時,輸出電壓紋波如圖7所示。從中可見,輸出28 V電壓紋波頻率為500 kHz,與同步Buck變換電路工作頻率相對應;輸出28 V電壓紋波峰峰值在60 mV以下, 滿足射頻組件對電源的低紋波要求。

圖7 輸出電壓紋波波形

負載點電源帶大電流窄脈沖負載(峰值電流15 A,脈寬25 μs,周期250 μs)時,Buck電路輸出電壓波形、Buck電路輸出電流波形、負載點電源輸出電壓波形和負載點電源輸出電流波形如圖8所示。從中可見,負載點電源提供了15 A的峰值脈沖電流,峰值電流主要由儲能濾波電容提供。Buck電路提供了1.5 A的平均電流,電流波形呈鋸齒波狀。脈沖取電時到達峰值電流2 A,對應保護電路的2 A過流保護門限;脈沖取電完成后降至谷值電流1 A后又逐漸上升,此期間Buck電路的輸出電流為儲能濾波電容充電。負載點電源輸出電壓波動峰峰值為1.7 V,滿足射頻組件對點電源的電壓頂降要求。由于Buck電路基本按平均電流供電,Buck電路輸出電壓波動較小,峰峰值約0.2 V。

圖8 電源脈沖負載波形

負載點電源輸出過流時,過流保護波形如圖9所示。從中可見,輸出電流由額定負載1.5A增大到2.5 A,輸出電壓跌落。經過約3 ms,輸出電壓降低至0 V,輸出關斷,實現過流保護功能。

圖9 電源過流保護波形

負載點電源輸出過壓時,過壓保護波形如圖10所示。從中可見,模擬Buck電路輸出過壓至33 V,負載點電源實際輸出電壓被過壓保護電路鉗位至30 V。經過約20 ms,輸出電壓降低至0 V,輸出關斷,實現過壓保護功能。

圖10 電源過壓保護波形

5.3 實驗數據

負載點電源效率測試數據如表1所示。從中可見,最高效率95.9%,滿足射頻組件對負載點電源高效率的要求。

表1 負載點電源效率測試數據表

子陣二次電源外形尺寸為40 mm×20 mm×8 mm,重量10 g,功率密度高達6.56 W/cm3,滿足射頻組件對負載點電源小型化和高密度的要求。

6 結束語

本文針對射頻組件設計單路輸出的負載點電源,并詳細介紹了點電源的電路組成、變換電路設計、保護電路設計和關鍵電路參數計算,并給出了典型設計實例、實驗波形和實驗數據。實驗結果證明,此負載點電源具有高密度、高效率、低紋波和高可靠等優點,適用于大功率射頻組件應用。