高功率納秒級激光二極管高側驅動電路

金明澤,王 臣,朱 福,楊信誠,李智冰,趙曉琛,何偉基,張聞文

(南京理工大學電子工程與光電技術學院,江蘇 南京 210094)

1 引 言

三維深度信息的高速、高精度感知是導航、避障和無人駕駛等領域的關鍵和難點。

多線掃描激光雷達具備測量速度快、探測距離遠、測量精度高等優點,是一種用于三維深度信息感知的重要設備,是無人駕駛環境感知的極佳解決方案。

有的多線激光雷達通過多塊單線電路板堆疊的形式實現多線掃描,該方式存在體積大的缺點[1]。有的采用分光元件把單束光分成多束光來實現多線掃描,該種方法會造成單束光能量大大減弱,探測距離有限。針對上述情況,采用二極管激光器線性陣列作為發射系統會是不錯的選擇。多線激光器工作方式有同時發光和多線輪流發光。工作在同時發光模式一方面對電源系統要求較高,另一方面不同通道之間回波信號可能會存在串擾,而輪流發光模式不存在這些問題。

二極管激光器注入一個大于閾值的電流脈沖,它會輸出一個光脈沖;光脈沖功率與注入電流呈線性關系[2]。光脈沖有兩個主要參數,脈沖寬度和峰值功率,這兩個參數分別對距離分辨率和探測距離產生重要影響[3-5]。因此設計一個窄脈寬、大電流激光二極管驅動電路十分重要。

激光二極管的開關驅動電路具有可調節脈沖寬度,低電壓源的優勢;激光二極管的諧振驅動電路具有窄脈寬,大電流的特點,是最常見的驅動方式[5-8]。Mohamed等人使用高壓Si-IPD(硅集成無源器件)與嵌入式溝槽電容器,最大限度地減少回路寄生電感,實現激光器峰值功率達到140 W,脈沖寬度小于1ns[8]。Arslan等人利用電源電壓的瞬時升壓來克服導線的寄生電感,同時將功率開銷降至最低[9]。此外,一些研究人員提出使用寬帶隙器件,如GaN HEMT用于激光驅動器,因為它們具有更短的開關時間、恢復時間,更低的開關損耗,更高的開關頻率[5,10-12]。上述提到的設計都是針對單線激光發射系統,并且能夠應用于多線共陽極二極管激光器。但是市場上能買到的歐司朗、埃塞利達的4線、新亮光子的8線、16線二極管激光器都是共陰極的,他們的驅動方法并不適用。

本文在傳統低側柵極驅動電路的基礎上設計了一種激光二極管高側驅動電路,能夠產生納秒級高峰值功率光脈沖,適用于多線激光雷達的共陰極激光發射系統。

2 采用高側驅動拓撲結構原因

常見的脈沖激光器驅動電路一般都是采用低側柵極驅動器和GaNFET產生大功率納秒級的激光脈沖,如圖1所示。其中Vin是高壓電源,R1是限流電阻,限制Vin流過激光二極管的電流在受激輻射閾值以下,C1是小容值儲能電容。當驅動信號低電平時,柵極驅動器輸出低電平控制GaN開關Q1斷開,高壓電源通過充電回路I1給儲能電容C1充電到高壓電源值。當驅動信號高電平時,柵極驅動器控制開關Q1導通,C1儲存的電荷在極短的時間內通過電流路徑I2放電,激光二極管發出高功率窄脈寬的光脈沖。通過控制開關Q1的導通關斷,電路不停的充放電,產生高頻率的光脈沖,該種驅動方式為激光二極管的諧振驅動方式[6]。當R1為0時,C1容值較大時,開關Q1導通,回路如I3所示,直接通過電源Vin為激光器二極管提供大電流,這種驅動方式是激光二極管開關驅動方式。該工作模式下光脈沖寬度可以通過控制開關的導通時間控制[5,8]。

圖1 激光二極管低側柵極驅動電路

共陰極激光二極管要想工作在輪流發射模式,柵極驅動器只能放置在激光器的高側(陽極),如圖2所示。

圖2 共陰極激光二極管驅動電路

選取一線進行分析,如圖3所示,其中R1為限流電阻,L1、L2為回路寄生電感,R2為回路寄生電阻。開關Q1斷開時,儲能電容C1充電。開關Q1導通時,存儲在C1中的電荷通過放電回路I2快速放電,高的di/dt在電感L2的兩端產生大的電壓,而且激光二極管存在大的導通壓降,這兩者抬升了開關Q1源極的電壓到一個比較大的值。而低側柵極驅動器輸出到Q1柵極的高電平是穩定的,這就造成了隨著I2回路的放電,VGS(Q1柵極和源極的電壓差)快速下降,Q1提前關斷,甚至反向擊穿。Q1提前關斷,會造成回路沒有充分放電,產生不了大電流脈沖。而半橋驅動器高側輸出具有電壓浮動的特點,可以免受電壓抬升的影響。

圖3 高側激光二極管驅動電路

TI的LM5113、安森美的NCP51820高性能半橋驅動器最小輸入脈沖寬度為10 ns,如果采用激光二極管開關驅動模式,光脈沖寬度最小只能達到10 ns,比較寬。因此本文采用半橋驅動器和兩個高速GaN作為核心器件控制激光二極管工作在諧振模式下,如圖4。當控制信號進入半橋驅動器,控制Q2導通,Q1斷開時,I1回路給儲能電容C1充電;在I3回路中,5 V電源通過二極管D1給自舉電容C2充電。半橋驅動器控制Q1導通,Q2斷開時,自舉電容C2中儲存的電荷會使HO、HS之間維持恒定電壓差,HS端電壓會隨著開關Q1源極電壓的變化而變化,免受電壓抬升的影響始終維持Q1導通。C1中儲存的電荷能夠通過I2回路充分快速放電,產生高功率納秒級脈沖。本文的半橋驅動器選用TI的LM5113。開關Q1、Q2選用EPC2204(GaN)具有極小的導通電阻和柵極電荷,極快的開關速度。其中Q2對開關導通速度要求不高,可以選用普通的開關管。半導體激光器選用OSRAM的905 nm邊緣發射激光器(EEL)SPL S1L90A_3 A01,具有高功率、高電光轉化效率的特點。Vin使用boost電路由5 V升到80 V,R1為300 Ω,C1為500 pF。

圖4 激光二極管高側驅動電路

3 驅動電路拓撲結構分析

對圖4回路I1進行分析,當Q1斷開,C1從0開始充電,設電容兩端瞬時電壓為uC1(t),有:

(1)

在t=0時,uC1(0)=0,可以解得:

(2)

τ=R1·C1為電容充電的時間常數,當充電時間大于5R1C1,電容充到99 %以上,可以認為已經充滿電[12]。充電時間常數越小,二極管激光器所能達到的重復頻率就越大,當R1為300 Ω,C1等于500 pF時,可以達到1.33 MHz的重復頻率。

對回路I2進行分析,該電路是RLC放電電路。假設激光二極管是一個理想二極管,存在固定的導通壓降UDL1=11 V,開關Q1是理想開關。當Q1導通放電時,回路滿足基爾霍夫定理,有[1,5]:

uC1(t)=uL(t)+uR2(t)+UDL1

(3)

設瞬時電流為i(t),有:

(4)

Q為電容C1充電時儲存的電荷,令L=L1+L2,把式(4)代入式(3),之后兩邊求導,整理后有:

(5)

阻尼系數λ為:

(6)

為了獲得窄脈沖寬度和高峰值功率的激光脈沖,RLC放電電路必須工作在欠阻尼條件下,即λ<1。

式(5)的初始條件為:t=0,i(0)=0,uL(0)=Vin-UDL1。解得激光二極管內的放電電流如下:

(7)

運用上式對放電回路進行分析,回路寄生電感估計值為4 nH,寄生電阻估計值為0.1Ω,波形如圖5所示?？梢园l現諧振電流反復震蕩,不僅存在多個電流峰值,還存在很大的反向電流。因此開關Q1應該在發射一次光脈沖之后及時關斷,減少二次脈沖對測距精度的影響。在激光二極管旁邊反向并聯續流二極管引導反向電流,保護激光器免受反向電流的作用。續流二極管可以串連上一個小電阻,使反向電流快速衰減。

圖5 激光二極管的諧振電流曲線

對式(7)進行求導,可以求得峰值電流對應的時間tp:

(8)

把式(8)帶入式(7),得峰值電流:

(9)

代入參數計算可得峰值電流為23.73 A。根據式(7),可以求得脈沖半高寬tw近似等于:

tw=2π/3β

(10)

脈沖寬度與電壓無關,代入參數可得脈沖半高寬約為2.96 ns。

圖6和7是根據式(9)繪制的激光器峰值電流與回路電阻R2、電感L、電容C1和電壓Vin的關系曲線。從圖6中可以看出寄生電感、寄生電阻對峰值電流存在很大的影響,峰值電流隨回路寄生電感、寄生電阻的增加而降低。因此要想得到大電流,必須盡可能的減少回路I2的寄生電感和寄生電阻。從圖7中可以看出,可以通過增大電容或者供電電壓的方式來增大峰值功率。

圖6 不同寄生電阻下激光器峰值電流關于電感的變化曲線

圖7 不同電壓下激光器峰值電流關于電容的變化曲線

圖8 不同電阻下激光器脈沖寬度關于電容的變化曲線

(a) L從0到40 pH

通常極值點處對應的寄生電感值非常小,實際情況下很難達到。因此要想得到盡可能窄的脈沖寬度,要盡可能地優化布局布線,選用低封裝電感器件,使回路的電感值往極值點逼近。

4 電路仿真分析和實驗測試

對圖4所示電路用OrCAD Pspice軟件進行仿真。激光二極管模型使用ROHM的RLD90QZW8 spice模型,與SPLS1L90A_3 A01激光器參數相近?；芈房偧纳姼泄烙嫗? nH,spice模型里面已經包括器件的導通電阻,寄生電阻R2不考慮,如圖10所示。流經激光二極管的仿真波形如圖11所示,其中LM5113需要大約100 μs的啟動時間,從仿真結果可以看出峰值電流達到23 A,脈沖寬度大約2.6 ns。仿真結果跟理論計算基本符合。

圖10 激光二極管高側驅動電路仿真原理圖

圖11 流過激光二極管的電流波形

該驅動電路的PCB板如圖12所示,上半部分為boost電源部分,下半部分為激光驅動電路。采用深圳飛博源光電的InGaAs光電探測器IAM-200對激光器脈沖寬度進行測量,實驗裝置如圖13所示。激光器發出的一部分光通過光纖引入光電探測器,探測器輸出端通過同軸電纜接到示波器。光脈沖峰值功率通過測量平均光功率,再根據峰值光功率公式Ppeak=Pave/f/tw計算得到,其中Pave為平均光功率,f為激光重復頻率。平均光功率采用索雷博光功率探測器PM101A和S120C功率探頭進行測量(如圖14)。

圖12 激光二極管高側驅動電路PCB

圖13 光脈沖寬度測量

圖14 平均光功率測量

實驗過程中測量了100 kHz重復頻率下,半橋驅動器在不同供電電壓下的光脈沖寬度和平均光功率,測量結果如表1所示。隨著半橋驅動器供電電壓的變大,平均光功率變大,光脈沖寬度變窄,能夠達到3.1 ns。從原理圖可知高側GaN的柵源電壓與半橋驅動器供電電壓直接相關,兩者相差一個二極管的導通壓降。GaN的柵源電壓越大,允許通過的瞬態電流就越大,導通速度越快,越接近理想開關,造成光脈沖寬度變窄和平均光功率變大。

表1 半橋驅動器不同供電電壓下,激光器發出的平均光功率和光脈沖寬度

圖15是半橋驅動器5.5 V供電時,InGaAs探測器測量得到的光脈沖波形?？梢钥闯龃嬖诙喂饷}沖,面積大約是第一個脈沖峰的1/4,因此測量得到的平均功率有1/5是第二個脈沖的,峰值功率Ppeak=0.8·Pave/f/tW,計算可得為65.3 W。根據該激光器的輸出光功率曲線(圖16),65.3 W的峰值功率對應的電流值約為19 A。

圖15 激光二極管光脈沖波形

圖16 激光二極管光功率曲線

對實際電路測量結果與理論和仿真結果進行比較,可以看出脈沖寬度與理論和仿真結果相差不大,峰值電流比理論和仿真結果要小?？赡艽嬖谝韵聨讉€原因:(1)放電回路寄生電感、電阻估計值偏小,造成仿真電流偏大;(2)GaN導通需要一定的時間,對峰值電流有一定的阻礙作用;(3)測量發現boost電路80 V高壓經過限流電阻之后加到儲能電容兩端的電壓只有76.1 V,造成峰值電流減小。

最后采用本文設計的激光器搭建了一個簡易的激光雷達,如圖17所示。該激光雷達主要由4個部分組成:發射、接收、掃描和控制。掃描系統由一維mems反射鏡和步進電機組成,mems反射鏡負責豎直方向掃描,步進電機負責水平方向掃描。激光脈沖準直之后打在mems反射鏡上出射?；夭ㄐ盘栍蒘iPM探測器接收,轉化為脈沖信號傳輸給FPGA,FPGA控制板固定在裝置的背面。

圖17 激光雷達

利用該裝置對實驗室假人進行掃描成像,結果如圖18所示,成像質量良好,假人輪廓清晰。

圖18 掃描實驗結果

5 結 論

本文對普遍使用的柵極驅動電路拓撲結構進行修改得到高側柵極驅動電路,使之能夠適用于共陰極激光發射電路。文中闡述了該驅動電路的拓撲結構,并對該拓撲結構進行了理論和仿真分析。要使激光器發出大功率納秒級的光脈沖,需要采用大的電源電壓、選取合適的電容值、最小化回路寄生電感和寄生電阻、以及控制開關快速導通。通過實驗測試驗證了該電路具有高峰值功率,納秒級脈寬的優點。在80 V電壓下,實現了3.1 ns脈寬,約65.3 W的峰值功率。最后用該激光驅動電路作為激光雷達發射系統,成功的對假人進行了掃描成像。驗證了高側激光二極管驅動電路的可行性,為多線共陰極激光二極管驅動電路的設計提供一種參考。