基于移相全橋的兩級式交錯并聯DC/DC拓撲研究

王 鶴， 褚 淵， 黃 堃， 張若思， 蘇子云

(1.國網(北京)綜合能源規劃設計研究院有限公司，北京100052；2.國網電力科學研究院有限公司，江蘇南京211106)

電動汽車以環保、節能的優點得到了廣泛研究和快速發展，其中電動汽車充電器是電動汽車研究與開發的重要組成部分[1]。如何實現電動汽車的快速、安全、高效充電是當前研究的熱點問題。移相全橋DC/DC 變換器可實現軟開關和大功率能量轉換，適用于電動汽車充電領域[2]。本文設計的5 kW 兩級式移相全橋DC/DC 變換器采用交錯并聯控制，可以減小變換器輸出電壓的脈動，減少變換器的體積和質量。

1 工作原理

1.1 兩級式DC/DC 變換器的組成

圖1 兩級式交錯DC/DC 變換器

兩級式DC/DC 變換器由移相全橋電路和降壓電路組成，其結構框圖如圖1 所示。前級采用的是移相全橋電路，移相全橋占空比為0.5，變壓器電壓比為1∶1.2。在本文的兩極式DC/DC 變換器中，移相全橋電路輸出的直流電壓為降壓電路的輸入電壓，后級降壓電路為閉環控制，通過調整降壓電路的占空比，可以使輸入電壓發生變化時輸出電壓保持穩定。本系統采用兩路參數相同的兩級式DC/DC 變換器進行交錯并聯控制來減小電流紋波，提高工作效率。

1.2 移相全橋電路的拓撲結構

全橋拓撲結構常用于滿足高壓、大功率，并且輸入和輸出在電氣上實現完全的隔離。移相全橋變換器不同于普通全橋的是將諧振電容并聯于各個功率管之上。如上所述，電容C1至C4分別為功率管Q1至Q4上并聯的諧振電容，其中C1=C2，C3=C4，Lr為諧振電感。諧振電容在功率管斷開時使開關電壓由零升高，從而軟開關得以實現，大幅度減小了開關損耗。功率管開通后，電容C1至C4與諧振電感Lr發生諧振，此時功率管電壓為0 V，即零電壓開通，降低開關損耗。

另一方面，前級的兩路參數相同的移相全橋電路由于采用了交錯并聯拓撲，故兩路的輸入電壓相同，設計第二路的驅動電壓相位滯后于第一路90°，輸出經過濾波電感再連接到后級變換器。后級的兩路交錯并聯Buck 中第二路的驅動電壓滯后于第一路180°。

如圖2 所示，移相全橋在一個開關周期內有16 種模式。由于移相全橋拓撲結構具有對稱性，本文只需對周期的前半部分進行分析。

圖2 移相全橋電路的模態分析

在模式1(t0～ t1)中，開通功率管為Q1和Q4，變壓器的一次電壓UAB等于輸入電壓Uin，二次輸出電感L 和輸出電壓耦合到一次側。

在模式2(t1～ t2)中，功率管Q1在時間t1時實現零電壓開關(ZVS)關斷，此時初級電流流過電容Cs1和Cs2。直到t2時刻，變壓器的一次電壓降至0。在變壓器二次側大電感的影響下，一次電流基本不變。

在模式3(t2～ t3)中，當t2時刻二極管Ds2導通時，初級繞組中電流的變化率如下：

式中：dIp/dt 為原邊電流變化率；Uo為輸出電壓；Lik為變壓器原邊電感；Lo為降壓電路電感；n 為變壓器匝比。

在模式4(t3～ t4)中，在t3時刻，功率管Q4實現ZVS 關閉。在t4時刻，變壓器一次側電壓UAB逐漸下降到-Uin。二次側二極管D2、D3是受負壓導通的，但二極管D1、D4不能立即關斷，所以變壓器二次繞組短路。

在模式5(t4～ t5)中，在t4時刻Ds3導通，變壓器的一次電流如下：

在模式6(t5～ t6)中，t5時刻，次側電流反向增加，輸出電流逐漸減小，變壓器再次在兩側耦合。

2 變換器建模及控制器的設計

2.1 變換器的小信號建模

建模之前，首先對所研究的變換器進行如下假設：(1)所有器件都是理想器件；(2)所加擾動全都是小信號擾動；(3)濾波器的轉折頻率設置為遠遠小于變換器的開關頻率。前級變換器等效電路如圖3 所示。

圖3 前級變換器等效電路

將變換器應用的基波分量進行近似替代，獲得原邊逆變橋中點電壓VAB的基波分量：

式中：Vin為輸入電壓。

逆變橋輸出電流IQ的基波分量：

逆變橋的輸入功率和輸出功率滿足能量守恒定律，故可推算出原邊輸入電流平均值為：

變壓器原邊電壓以及原邊電流分別為：

式中：Vo為輸出電壓。

相同方法下，可以推算出經過整流橋后的輸出電流平均值為：

故可得逆變橋輸入電流、輸出電壓，以及整流橋輸入電壓、輸出電流的穩態表達式，施加一小擾動，不考慮二階擾動項，使：

式中：ωs為開關角頻率；Lm為勵磁電感；Lr為諧振電感；Cr為諧振電容；Ip為變壓器原邊電流。

則逆變橋輸入電流、輸出電壓，整流橋輸入電壓、輸出電流小信號表達式如下：

據此可得到逆變橋和整流橋的小信號模型如圖4 所示。

圖4 小信號模型

2.2 變換器的拓撲結構和控制策略

降壓電路的輸出電壓根據功率管占空比的變化而變化。兩級DC/DC 變換器的控制策略如圖5 所示。圖中：Udc為輸出直流電壓；Ibat為輸出電流；Udc*為參考電壓；Ibat*為參考電流。直流電壓環作為外環。Udc*和Udc之間的差作為直流電壓外環中PI 控制器的輸入。Ibat*和Ibat之間的誤差作為電流環中PI控制器的輸入。當輸入電壓增大時，降壓電路中功率管的占空比減小，輸出電壓減??；反之，當輸入電壓減小時，占空比增大，輸出電壓增大。

圖5 兩級交錯式DC/DC 變換器的控制電路

2.3 交錯并聯控制技術

交錯并聯控制技術，即在相同調制波下，當變換器2 的載波滯后于變換器1 的載波180°時，變換器2 的驅動脈沖將滯后于變換器1 半個開關周期，兩處脈沖的占空比大小相同。

總輸出電流是變換器1 和變換器2 的輸出電流之和。由于變換器2 的驅動脈沖滯后于變換器1 的半開關周期，因此變換器2 的輸出電流紋波滯后于變換器1 的輸出電流紋波。當變換器1 的輸出電流上升時，變換器2 的部分輸出電流處于下降階段?？傠娏骷y波可以抵消彼此的一部分；當占空比為0.5 時，變換器1 與變換器2 的電流紋波相反，能夠完全抵消。

圖6 中顯示了交錯并聯電路的關鍵波形。從i1、i2所得到的io波形可以看出電容器的波紋電流頻率增加。

圖6 交錯控制方法示意圖

采用交錯并聯主要有3 個優勢：(1)減少輸出電流波紋，降低濾波器電容器的容值；(2)使輸入電流的波紋頻率加倍，提高等效開關頻率，減少儲能電感器的體積；(3)有效地提高了逆變器的穩定性和系統的冗余度。

在本文中，兩路移相全橋的驅動脈沖占空比為0.5，而第二路移相全橋的驅動脈沖滯后于第一路移相全橋的驅動脈沖90°。在降壓電路中，兩個功率管的占空比相同，而第二路的驅動脈沖相位滯后于第一路180°。降壓電路的輸出電流是波動的。當第一路降壓電路的輸出電流上升時，第二路降壓電路的輸出電流控制在下降階段，從而實現了減小電流紋波的目的。

3 仿真結果

兩級式變換器由隔離的移相全橋變換器和非隔離的Buck 變換器構成，移相全橋變換器僅起電氣隔離和電壓匹配作用，Buck 變換器可通過改變占空比調節輸出電壓，該控制方案可以將兩部分分別優化設計，同時兩級式的結構也更適用于大變比變換的場合?；贛atlab/Simulink 軟件環境進行建模仿真，將輸入電壓設為750 V，輸出電壓設為400 V，諧振電感13 μH，諧振電容320 pF，變壓器變比1∶1.2，輸出負載100 Ω。

變壓器一次繞組和二次繞組的電壓如圖7 所示，降壓電路中開關的輸出電壓、輸出電流和占空比如圖8 所示。

4 實驗結果

為了驗證分析和理論的正確性，設計了一臺5 kW 的實驗樣機。實驗參數如下：Pmax=5 kW；Ubus為550～700 V；Udc為250～550 V；Lr=13.8 μH；電流環PI 參數設置為P=0.5，I=25；電壓環PI 參數設置為P=1，I=25。

圖8 仿真中的輸出電流、輸出電壓和占空比

4.1 交錯并聯變換器關鍵實驗波形

以功率管Q4為例，兩路移相全橋功率管的驅動電壓波形如圖9 所示，占空比為0.5，功率管Q4’的驅動波形相位比功率管Q4滯后90°。

圖9 Q4和Q4’的驅動電壓波形

功率管Q4的Ugs和Uds波形如圖10 所示。由實驗波形可以看出，在功率管導通之前電壓已經降到0。電流流經反并聯二極管，即為零電壓開關。

圖10 Q4的Ugs和Uds波形

后級的兩路降壓電路中功率管的驅動波形如圖11 所示，占空比D=0.97，第二路功率管的驅動波形相位滯后于第一路功率管180°。交錯并聯變換器前級波形和后級波形分別如圖12、圖13 所示。

圖11 交錯并聯降壓器驅動電壓波形

圖12 交錯并聯變換器前級波形

圖13 交錯并聯變換器后級波形

系統達到滿負荷運行時，輸出電壓是500 V，輸出電流是10.6 A，穩態輸出電壓如圖14 所示。

圖14 滿載時的輸出電壓波形

電流紋波情況如圖15 所示。圖15(a)為交錯并聯前兩路降壓電路的輸出電流，此時電流紋波為2 A；圖15(b)為兩路交錯并聯后的總輸出電流，此時輸出電流紋波減小到1 A。

圖15 滿載時的輸出電流波形

4.2 負載階躍響應波形

通過動態突加突卸負載實驗來驗證本文建立的小信號模型及補償器是否準確，以及測試整個系統的動態性能。

突增負載和突卸負載的實驗結果如下。圖16(a)為半載切換至滿載的波形，圖16(b)為從滿載切換至半載的波形。在控制過程中，最大調整時間為200 ms。

通過動態突加突卸負載實驗的波形，發現額定輸入電壓下，突加突卸負載，輸出電壓幾乎沒有變化，由此可以證明控制器參數設計的合理性，即在額定輸入電壓下能夠滿足整個系統的動態性能指標需求。

4.3 效率曲線

可以從效率來判斷性能的好壞，故本文在額定輸入電壓以及不同負載下測試了變換器的效率。在1、2、3、4、5 kW 的不同功率水平下，效率分別為93.5%、94.2%、95%、95.8%、94%。由此可以看出，本文所研究的兩級式變換器在不同負載情況下的效率均能保持在95%左右，證明了參數設計方法的合理性。

5 結論

本文提出了并聯型DC/DC 全橋與降壓型變換器拓撲相結合的控制策略，利用移相全橋控制技術和交錯并聯控制技術，降低了原副邊電流紋波，并結合軟開關設計技術，提高系統效率。同時，變換器級聯系統在電壓增益優化分配條件下，實現了系統的高頻磁隔離功能。設計了一臺5 kW 的變換器實驗樣機，其前級通過開環控制、移相全橋占空比為0.5的移相控制實現軟開關；后級閉環控制的降壓電路是將直流電壓環作為外環、輸出電流環作為內環的雙PI 控制的控制策略，通過調節占空比，可以改變輸出電壓。通過Matlab/Simulink 對原理及控制策略進行了仿真分析，并研制實驗樣機，驗證了軟開關的實現及采用交錯并聯控制可以減小變換器輸出電壓的脈沖，減少變換器的體積和質量。