功率管
- 一種超低靜態電流ACOT 降壓轉換器
M 變高，高位功率管MP 的柵極電壓HSD_GT 變低，即開啟上功率管，同時計時器開始計時。而高位功率管導通時間由TON計時器決定。當TON達到規定值時，TON_END 信號變高，即關斷上功率管，并開啟低位功率管MN。為了得到近似恒定頻率的降壓轉換器，高位功率管導通時間必須隨著輸出電壓VO和輸入電壓VIN的變化而變化[8]。T是轉換器的目標周期，高位功率管的導通時間t1為當高位功率管關斷時，SW 信號為低，同時RAMP_SW 電壓也逐漸降低，當RAMP_S
電子與封裝 2023年9期2023-10-25
- 水聲信號發射機的全橋功率放大電路設計
結構的電路需要功率管承受2倍的輸入電壓,對功率管耐壓指標的要求比較高,故該電路不適宜在對輸入電壓有很高要求的情況下應用[1]。采用全橋拓撲結構的功率放大電路能有效降低對功率管耐壓值的要求,不影響其輸出功率,非常適合大功率發射機應用。本文主要介紹全橋功率放大電路的原理,通過計算確定驅動芯片的型號、驅動電阻的參數和自舉電路的參數,結合PSpice仿真技術對經典全橋電路進行優化調整,使其輸出波形滿足水聲發射機的要求。1 全橋功率放大電路原理全橋功率放大電路需要4
上海船舶運輸科學研究所學報 2023年4期2023-10-21
- 基于LM5034有源鉗位正激變換器設計
0%，增大了主功率管的電壓應力，造成了較低的變換效率。有源鉗位技術[1]的提出，實現了無需增加輔助繞組即可完成正激變換器磁復位，磁芯工作在第一和第三象限，雙向磁化提高了磁芯利用率。同時拓展了占空比范圍，實現了漏感能量的回收利用和主功率管的電壓鉗位，減小了主功率管的電壓應力。在特定條件下能夠實現原邊功率管的零電壓開通(ZVS)，提高了變換器的效率[2]。本文分析了有源鉗位正激變換器的工作原理，以原理樣機為例，詳細分析了主電路各參數的設計方法，給出了計算公式和
電源技術 2022年10期2022-10-29
- 有源鉗位正激變換器電源設計
芯利用效率低，功率管硬開關工作，需要額外的磁復位電路，存在電磁干擾大、磁復位電路結構復雜、功率管損耗大和承受較高的電壓應力等缺點[1]。在傳統有源鉗位正激變換器拓撲基礎上，增加由鉗位功率管與鉗位電容串聯構成的有源鉗位支路，構成了有源鉗位正激變換器，該拓撲結構克服了傳統正激變換器的缺點，能夠實現伏秒平衡，占空比可以大于50%，由于添加了鉗位電容和鉗位功率管，主功率管承受的電壓應力減小，有源鉗位變換器原邊上的電壓是有規律的方波，能夠為副邊整流管提供自驅動信號，
電子技術應用 2022年10期2022-10-20
- 基于電壓比較器的固態功率控制器驅動保護電路研究
MOSFET 功率管過流或短路時的保護措施有兩種[8-9]：一種是軟關斷，另一種是降柵壓。軟關斷是指在檢測到器件過流或短路信號時就迅速撤除受保護功率管的柵極信號，使MOSFET 功率管關斷，軟關斷抗干擾的效果差，只要檢測到故障就關斷器件，這樣很容易引起錯誤的動作。降柵壓是指在檢測到器件過流或短路信號時立即將MOSFET 功率管的柵極電壓降到某一電平，但器件仍維持導通，若故障信號消失了，驅動電路就能恢復正常的工作狀態，因而大大增強了電路的抗干擾能力。目前，降
電子技術應用 2022年8期2022-09-24
- 一種應用于高邊驅動芯片的負載開路檢測電路設計
是采用一個與主功率管尺寸成比例的檢測管，對檢測管支路流過的電流進行檢測。這種方法雖然不會給主通路帶來冗余的電壓消耗，但在負載電流很小的情況下，鏡像復制的電流精度會降低，導致誤差過大，使檢測電路的可靠性下降。本文針對高邊功率驅動芯片，設計優化了一種新型負載開路檢測電路。該電路采用雙重判決模式和滯回比較器，解決傳統電流檢測引起的冗余電壓和檢測誤差的問題，以及外部干擾導致功率管反復開關的問題，提高了負載開路檢測的精確度和可靠性。1 傳統負載開路檢測電路在驅動電路
電子制作 2022年15期2022-08-15
- 礦用寬輸入電壓范圍級聯變換器設計
器串聯，降低了功率管電壓應力，具有結構簡單、成本低的特點，但功率管占空比受到限制，反激變換器電壓增益小，無法自適應70～1 400 V交流電壓。文獻[2]提出了基于三電平變換器的寬范圍開關電源，但功率管電壓應力大，輸入交流電壓為95～825 V，無法應用于煤礦1 140 V 供電系統中。文獻[3-6]提出了 LLC 變換器，采用諧振工作方式，降低了功率管損耗，提高了效率，但受限于變換器諧振工作頻率，電壓增益無法增大。文獻[7-9]設計的變換器為非隔離型，不
工礦自動化 2022年5期2022-06-22
- 基于GaN HEMT的L波段600W內匹配功率管設計
aN HEMT功率管芯，通過合理選擇目標阻抗、合理設計輸出匹配網絡，實現了一款輸出功率達到600 W的L波段內匹配功率管。在+36 V、-2 V工作電壓下，1.14～1.26 GHz內，功率管輸出功率≥600 W，功率增益≥12 dB，功率附加效率≥55%，體積僅為33 mm×17 mm×2 mm，重量僅為3.5 g，顯示出卓越的性能，具有廣泛的工程應用前景。關鍵詞：功率管;GaN;內匹配;L波段;大功率中圖分類號：TN386? ? ? ? 文獻標識碼：A
現代信息科技 2022年1期2022-06-20
- 基于GaN HEMT的S波段小型化內匹配功率管設計
aN HEMT功率管芯，通過合理選擇目標阻抗、優化匹配網絡，設計了一款包含扼流電路的S波段小型化內匹配功率管。在+48 V、-3.1 V工作電壓下，2.7～3.4 GHz內，功率管輸出功率≥250 W，功率增益≥12 dB，功率附加效率≥60%，尺寸僅為15 mm×6.6 mm×1.5 mm，重量僅為0.6 g，顯示出卓越的性能，具有廣泛的工程應用前景。關鍵詞：功率管;GaN;內匹配;S波段;小型化中圖分類號：TN12? ? ? ? 文獻標識碼：A文章編號
現代信息科技 2022年2期2022-06-15
- 高壓大電流壓電陶瓷恒流驅動電路設計＊
的MOSFET功率管耐壓值可以高達幾百甚至上千伏。1 系統組成高壓大電流壓電陶瓷恒流驅動電路主要由主電路和控制電路兩部分組成，如圖1所示。圖1 高壓大電流壓電陶瓷恒流驅動電路組成其中，主電路主要由壓電陶瓷PZT、充電電源+VCC、MOSFET功率管T1、MOSFET功率管T2和放電電源-VEE組成，主要功能是實現壓電陶瓷的高壓大電流恒流充電和放電?？刂齐娐分饕蒁SPIC30F5013單片機控制電路、光電隔離電路Ⅰ、高速高精度DA轉換電路Ⅰ、OPA548功
制造技術與機床 2022年5期2022-05-12
- 一款2.5 A 電流模式Buck 型DC-DC 的研究與設計
方式對MOS 功率管進行控制，通過內部補償電路的設計，可有效減少外部器件使用。針對DC-DC 輕載時效率較低的問題，通過分析功率管效率模型，提出了一種靈活的頻率切換方法來提升效率[14-16]。系統默認設置3 種頻率，通過對負載電流的檢測與分級來選擇合適的系統頻率。負載較輕時，選擇最低的頻率；負載較重時，考慮到輸出紋波的控制，選擇較高的頻率。通過這樣的檢測、分級與選擇，在全負載范圍內兼顧紋波的同時，較好地提升了工作效率。1 電路原理文中所設計的降壓型DC-
電子設計工程 2022年9期2022-05-10
- 22 nm低壓差線性穩壓器的設計
信號放大后控制功率管的柵極電壓，改變流過功率管發電流大小，控制LDO輸出電壓的大??；采樣電阻比例的調整可實現不同的電壓輸出，一般采樣電阻的阻值都較大，可降低功耗；功率管決定LDO的驅動能力，同時用來調節輸出電壓的變化讓其維持在一個恒定不變的值[6]。LDO上電完成后電路啟動，帶隙基準電壓源產生基準參考電壓VREF，反饋網絡通過采樣為誤差放大器提供反饋電壓VFB，VFB與采樣電阻R1和R2的關系如式（1）所示：當VFB小于VREF時，通過環路控制作用，功率管
科技創新與應用 2022年4期2022-03-04
- 負壓DC-DC 變換器中新型功率管驅動電路
使用負壓來控制功率管的通斷,因此其功率管及驅動電路需要耐受較高電壓。當前參考設計中的驅動電路主要是通過電平轉移電路來直接產生功率管驅動所需負電壓[7-8],因而其耐壓值需達到輸入電源電壓的兩倍左右(≈2VIN)。為避免晶體管擊穿損壞,往往需要采用成本較高的BCD 工藝[9-11]進行設計實現,造成了相對較高的制造成本。反向降壓(Inverting Buck,InvBuck)型電路利用飛電容(Flying Capacitor)電壓的翻轉能夠產生負壓脈沖,這為
電子元件與材料 2022年12期2022-02-08
- 基于電流采樣的電機參數辨識
驅動板上，導通功率管Q1 和Q4。電流走向如圖1 所示，由母線電壓VCC流經功率管Q1，由電機的U 相繞組流入電機，由V 相繞組流出電機，經過功率管Q4，并經過采樣電阻后流回到GND。圖1 電阻估算時的電流走向設該回路電流為I0，通過采集采樣電阻上的電壓，根據歐姆定律可知回路電流為其中Usample為采樣電阻R2的電壓值。使用電流閉環控制該回路電流I0為電機額定電流的一半。當檢測到電流閉環穩定后，單片機保存當前時刻占空比的平均值rduty。設回路的總等效負
電子與封裝 2021年12期2022-01-08
- 一種低輸入紋波電流的Buck變換器及其控制方法
路中增加了一個功率管，通過將流經該功率管的電流控制成恒定直流，從而實現紋波電流的抑制。文中從工作原理、設計方法等多個方面進行了闡述，并進行了實驗驗證。1 電路結構及工作原理1.1 電路結構所提出的低輸入紋波電流的Buck 變換器如圖1所示。電路分前后兩級，陰影內為前級輸入紋波電流抑制電路，由功率管QT，電容C1和電容C2構成。虛線框內為后級傳統的Buck 變換器結構，由開關管Q1，二極管D1，電感L和輸出電容Co構成。圖1 低輸入紋波電流的Buck變換器1
電源技術 2021年10期2021-11-09
- 多路獨立輸出隔離直流電源的故障保護研究
設置m+1 個功率管與m 個變壓器，實現m 路獨立輸出，相對多個獨立電源組合的方法，堆疊式多路輸出電源可以減少功率管的數量，但仍存在體積大和成本高的問題，且控制較為復雜。目前發展的多路輸出電源往往通過在變壓器副邊設置多個繞組的方法來實現多路電壓輸出[5-8]。然而采用多變壓器副邊繞組的多路輸出電源一般只能對主路輸出電壓進行閉環控制，輔路輸出往往存在供電精度低等問題。為了提高輔路供電質量，學者們提出了采用耦合電感[9]、加權反饋控制[10]、采用同步開關的后
電源學報 2021年5期2021-10-10
- C波段連續波200 WGaN內匹配功率管設計與實現
，連續波內匹配功率管廣泛應用于衛星地面通信、微波散射通信和電子對抗等系統中，已經成為無線通信系統的關鍵器件之一。隨著無線通信技術的發展，通信距離要求越來越長，數據傳輸量越來越大，連續波內匹配功率管必定朝著大功率方向發展。以GaN材料為基礎的第三代半導體工藝器件，具有高電子遷移率和高場強擊穿電壓等顯著特征。與典型材料以Si和GaAs為代表的第一代與第二代半導體相比，第三代半導體在工作帶寬、熱導率、功率密度和效率等方面優勢明顯，更加適用于對可靠性、效率和功率有
電子與封裝 2021年5期2021-06-09
- VHF 600 WGaN功率模塊研制
的發展，GaN功率管在射頻領域的應用也越來越廣泛[1-5]。本文設計了一種基于GaN工藝的VHF頻段高增益高效率功率放大模塊。模塊采用三級放大結構，分別采用了高增益GaAs單片、GaN內匹配小功率管，GaN大功率管。為進一步減小模塊體積，本文將高增益GaAs單片、GaN內匹配小功率管采用內匹配方式，形成一個高增益GaN驅動模塊，末級采用推挽結構電路，實現模塊高增益、高效率、大功率輸出。2 模塊結構設計2.1 增益分配功率模塊輸入功率5 dBm，輸出功率大于
電子與封裝 2021年5期2021-06-09
- 基于ADS的L頻段160 W高效功放的設計與實現
DMOS[4]功率管大量用于L頻段連續波大功率固態功放[5-6]。固態功放功率合成已有微帶巴倫等分路合成技術[7-9]。對于此類功放的功率、增益和帶寬等研究已經較為深入，取得了不少成果[10-12]，但是關于功放的效率論述相對較少。GaN功率管效率較高[13]，但是價格較高，線性度較差；在帶寬較窄時，硅功率管效率也比較高，特別在大規模使用大功率功放時，功放的效率和成本就顯得十分重要。本文設計實現的功放在大功率輸出時效率很高，很好地兼顧了功率和效率。采用合成
無線電工程 2021年4期2021-05-10
- 基于移相全橋的兩級式交錯并聯DC/DC拓撲研究
電容并聯于各個功率管之上。如上所述，電容C1至C4分別為功率管Q1至Q4上并聯的諧振電容，其中C1=C2，C3=C4，Lr為諧振電感。諧振電容在功率管斷開時使開關電壓由零升高，從而軟開關得以實現，大幅度減小了開關損耗。功率管開通后，電容C1至C4與諧振電感Lr發生諧振，此時功率管電壓為0 V，即零電壓開通，降低開關損耗。另一方面，前級的兩路參數相同的移相全橋電路由于采用了交錯并聯拓撲，故兩路的輸入電壓相同，設計第二路的驅動電壓相位滯后于第一路90°，輸出經
電源技術 2021年3期2021-04-02
- 高線性度P波段功放組件的設計與實現
計中，合理選型功率管是首要環節。功率管的主要技術指標要求為工作頻帶、1 dB壓縮點輸出功率、功率增益、功率效率、交調失真、諧波失真、輸入/輸出駐波比、穩定系數、寄生雜散等[2]。首先應考慮功率管的工作頻帶、輸出功率和耐壓，功率管的工作頻帶應在技術指標要求的工作頻帶內，功率管的最大額定輸出功率應大于技術指標要求的輸出功率，功率管的最大允許工作電流、最大耗散功率、最高允許結溫和耐壓均應留有一定余量。同時也應考慮功率管的可靠性、一致性以及抗疲勞、抗沖擊等特性[3
艦船電子對抗 2020年5期2020-11-26
- 無刷直流電機的硬件驅動電路研究
PWM信號，對功率管的開關狀態進行切換，從而控制定子繞組依次導通，反復換相達到驅動電機的目的。2 驅動芯片選型根據無刷直流電機的工作原理，傳統的電刷由電子換向器取代，而電子換向器的核心就是驅動控制芯片和功率管，當前最常用的功率管主要有IGBT和MOSFET，因此選擇什么芯片對功率管進行驅動成為關鍵問題。根據功能要求兼顧硬件成本，本文采用了當前比較成熟的IR2136集成控制芯片，該芯片由IR公司研發，搭載了高性能欠壓保護電路和過流保護電路，不僅具有很高的可靠
數碼世界 2020年3期2020-11-24
- 高邊智能功率芯片的高精度電流檢測電路
成了驅動電路、功率管及其保護電路.驅動電路主要有兩種：一種是由二極管與電容組成的自舉升壓電路，應用于高壓功率管，其優點是可以驅動高壓大電流功率器件，缺點是驅動電路與功率器件分立；另一種是電荷泵升壓電路，應用于低壓功率管，其優點是驅動電路與功率管集成于一體，缺點是工作電壓、電流較小.由于智能功率芯片中的功率器件導通電阻小、耐壓高，因此智能功率芯片對汽車電子照明系統能源效率的提高有重要作用[1].同時，智能功率芯片體積小、重量輕、集成度高，為物理系統的設計提供
安徽大學學報（自然科學版） 2020年6期2020-11-17
- 電機驅動系統三種開路故障分析
件）2．3 單功率管、單相繞組故障診斷試驗針對電機驅動系統可能存在的功率管與繞組開路故障進行實驗研究來驗證提出的開路故障診斷策略的性能。從圖4可以看出：功率管和繞組在發生開路故障后能夠被立即被診斷出，故障診斷信號F診斷值在故障發生之前一直為低電平，當發生故障后，故障診斷信號F經過一個周期的診斷后能準確地診斷出故障，變為高電平，提示電機系統發生故障。3 結語相比于功率管開路故障，功率管短路故障已經存在許多比較成熟的診斷方案；而相比于功率管短路故障，功率管開路
中國設備工程 2020年6期2020-05-12
- 4電平S類數字功放的電平合成策略*
，但顯著增加了功率管的開關頻率及其開關損耗，降低了SMPA效率?；贖橋D類SMPA以及功率管的開關特性，文獻[13]采用多個H橋單元輸出電平合成(Level Synthesis, LS)實現了多電平直接輸出，省去了功率合成單元，并在超短波頻段實現了一種基于2比特DSM的4電平S類DPA，輸出功率10 W，效率大于60%，三階互調達57 dBc。然而，仍未見文獻分析LS實現策略對功放性能的影響。因此，在文獻[13]的基礎上，針對2比特DSM輸出序列，本文研
國防科技大學學報 2020年2期2020-05-06
- 一種用于RFPA的雙?；旌习j跟蹤的電源調制器
器都各自有一個功率管.如果該電源芯片有多個DC-DC變換器，那也就需要相應數量的功率管，這樣的設計不僅增加了大量的版圖面積，而且每個功率管都需要一套片外無源器件，這也增加了成本開銷.在本次設計中，引入功率管共享概念，即包絡跟蹤和平均功率跟蹤DC-DC變換器兩者共用一套功率管，這樣做既減少了芯片面積，又減少了一個片外電感開銷.ET模式下，高效率的包絡跟蹤降壓型變換器(ET BUCK)提供在包絡信號中占主要部分的低頻能量，而低效率的線性放大器只需提供高頻能量.
復旦學報（自然科學版） 2019年4期2019-10-09
- 雙向DCDC三重化控制技術研究
工作方式出兩個功率管的功能狀態決定， 兩個功率管的狀態時刻相反， 每個功率管呈周期性導通和關斷。變換器的狀態由主功率管來決定， 另一個功率管則起到輔助作用。交替導通狀態下的變換器會一直處于連續電感電流的狀態下而不斷續且平滑過渡效果良好。交替工作模式兩個功率管S1與S2 的驅動信號G1和G2 相差180°，作用時間分別為t1=DTs和T-t1=（1-D）Ts。單周期內， iL 的正反變換取決于第一狀態如圖1-2（a）所示，其時間區間為[0， t1]， 此時S
科學與財富 2019年21期2019-08-06
- 一種基于Buck變換器的緩沖電路
關器件[3]。功率管開關損耗的大小取決于開通或關斷過程中，電壓與電流重疊區域的大小，Buck 變換器通過增加緩沖電路提高工作效率。緩沖電路分為有源和無源緩沖電路，一般不采用有源緩沖電路，因為有源緩沖電路中輔助開關無法實現零電壓零電流開通或關斷[4-6]。無源緩沖電路根據開關器件承受的電壓應力大小分為最小電壓應力和非最小電壓應力緩沖電路。最小電壓應力緩沖電路中用于驅動控制開關器件的PWM占空比范圍較窄，因為緩沖電路中的緩沖電感與電容比值受限制；非最小電壓應力
宿州學院學報 2019年1期2019-04-22
- 一種自適應死區時間控制的降壓轉換器
僅需要合理設計功率管尺寸，還得考慮死區時間等。由于功率管開啟關斷時會產生一定的電壓電流交疊損耗，有可能會出現PMOS、NMOS兩個功率管同時導通形成從輸入到地的通路，使得產生極大的損耗；而若兩個功率管同時關斷的時間過長，會觸發PMOS、NMOS的襯底二極管對電路進行續流，二極管導通電壓約為0.7 V，故而也會極大地降低轉換器的效率[1]。1 傳統DC-DC轉換器原理分析本文設計的是帶自適應死區時間控制的PWM (Pulse Width Modulation
網絡安全與數據管理 2019年3期2019-03-22
- 一種高效功放散熱器的設計
高的熱流密度。功率管對溫度敏感，超過臨界溫度不僅會使功放指標惡化，還會大大降低設備的使用壽命。固態功放的高效散熱器設計是功放熱設計中的一項關鍵技術。高效散熱器的研究主要集中在散熱器結構優化設計、散熱器鋁銅結合設計[2]以及熱管、VC均溫板等兩相流高效傳熱技術等方面。文獻[3]論述了型材散熱器三維穩態流場和溫度場數值計算方法并進行了試驗研究，文獻[4]分析了肋片式散熱器在自然散熱和強迫風冷條件下的性能特性，文獻[5-7]論述了熱管傳熱特性以及數值模擬方法，文
無線電工程 2019年3期2019-02-18
- 功率驅動器IR2110自舉電路分析及應用
供電荷驅動對應功率管并提升相應點的電壓，電路由一個自舉電容和二極管構成，在結構中對其有嚴格要求[6]。如圖1所示為驅動芯片自舉電路示意圖，圖中由C1和D1構成自舉電路。若元氣件選取不當會對輸出電壓產生影響，降低系統穩定性。需根據應用情況計算器件參數進行合理選取。在圖1中C1為自舉電容，D1為自舉二極管，C2是低壓電源VCC（15V）的濾波電容。表1 IR2110引腳功能表當LO為高電平，低邊功率管S2導通，半橋輸出為0V低電平。低電壓電源VCC通過通過自舉
微處理機 2018年4期2018-09-10
- UHF波段GaN星載固放的設計
某型號的GaN功率管，將功率放大到48 W進行輸出。射頻電路單元原理如圖2所示。圖2 射頻單元原理框圖電源單元包含電壓變換電路，提供固放所需的+28 V，+9 V和-5 V電壓，并且通過遙測指標對整機各主要性能參數進行監測，通過遙控電路對固放工作狀態(開、關)進行控制，并對異常狀態進行必要的保護(包括欠壓保護、過流保護和過溫保護)。1.2 末級放大器的設計末級功率放大器的設計是固態功率放大器的設計重點，小信號放大單元的功耗較小，線性度好，因此固態功率放大器
電子科技 2018年7期2018-07-23
- 一種適用于DDR內存驅動的LDO芯片設計
高電平。輸出級功率管MNP1和MNP2形成推挽輸出結構。MP5/MP6和MP4/MP7構成一個跨導線性環，關系如下：MP5和MP6的尺寸相同，流過電流Ib1，當MP4截止時，流過MP7的電流為：此電流用來驅動MNP1的柵電容?？梢钥闯鲈撾娏髋cMP7尺寸線性相關，故可以增大MP7管的尺寸以提高驅動能力。同時電流IDS,MP7流過電阻R1，確定了功率管MNP1的最大電流為：可以看出IDS,MNP1的最大值與MP7對MP5尺寸之比、尾電流Ib1、電阻R1以及MN
電子與封裝 2018年4期2018-04-25
- PWM方式對無刷直流電機續流的影響
區間內，上橋臂功率管(即T1，T3，T5)采用PWM調制，下橋臂功率管(即T4，T6，T2)恒通。(4)H_on-L_pwm型：在各自的120°導通區間內，上橋臂功率管恒通，下橋臂功率管采用PWM調制。(5)H_pwm-L_pwm型：在各自的120°導通區間內，各功率管均進行PWM調制。圖1 三相橋式主電路圖2 on_pwm型PWM調制前4種方式稱為半橋調制方式，即在每個60°區間，只有一個功率管進行PWM調制。而第五種PWM調制方式稱為全橋調制方式，即在
電氣電子教學學報 2018年1期2018-04-12
- 以單片機為核心的線切割高頻電源設計
出對應控制2枚功率管工作；功率持續加大，則P1.6端輸出控制信號，對應控制3枚功率管工作。即：P1.4輸出，1枚功率管工作，P1.4、P1.5輸出，3枚功率管工作，P1.4、P1.5、P1.6同時輸出信號，則6枚功率管全部工作。1.2 功能參數顯示電路參數顯示電路由5枚LED數碼管組成，分別由單片機的P0口P2口輸出控制LED數碼管的段碼信號和位碼信號。參數顯示電路顯示，第一位顯示功率管的電源電壓，第二位和第三位用以顯示輸出脈沖寬度，第四位顯示脈間的時間長
電動工具 2017年6期2017-12-25
- 一種基于2SD106AI驅動的D類功率放大器?
高頻脈沖，控制功率管以相應的頻率導通或截止，功率管輸出的信號經低通濾波器濾波還原后驅動負載工作。典型的D類功放可提供200W或更大的輸出，效率可達90%以上，諧波失真在1%～2.8%之間。另外，D類功放不存在交越失真。圖1 D類功率放大器結構示意圖圖2 為一個半橋式D類功率放大器的基本工作原理圖，圖中三角波發生器、比較器和輸入信號構成脈寬調制器（PWM）；兩只輸出場效應管組成開關放大器；LF和CF構成低通濾波器，用以恢復輸入信號。驅動級用來驅動開關放大器，
艦船電子工程 2017年9期2017-10-23
- 用于反激式變換器的BJT功率管驅動電路的設計
變換器的BJT功率管驅動電路的設計謝 煒，馮全源（西南交通大學微電子研究所，四川成都 611756）為反激式變換器BJT功率管設計了一種驅動電路。針對電流鏡復制的精確度，設計了運放、MOS管組成的深度負反饋環路和共源共柵結構對電路進行鉗位，使電流精確復制到功率管基極；針對BJT管較慢的開關速度，配合數字控制，縮短功率管狀態轉換所需時間，降低了功率管損耗。在CSMC 18 μm 18 V工藝下，利用Hspice軟件進行仿真，結果表明，BJT功率管工作在飽和區
電子元件與材料 2017年6期2017-10-14
- 基于仿真的大功率功放模塊強迫風冷散熱結構設計
塊的主要熱源是功率管，尤其是末級功率管，熱耗占功放模塊70%以上，熱量非常集中。模塊散熱不良會導致功率管結溫升高，進而發射功率下降，設備通信距離不足，甚至管芯溫度超過功率管許用結溫而燒毀。因此要求對功放模塊進行良好的散熱設計，保證其持續穩定可靠的工作[1]?？諝庾匀粚α?、強迫風冷和液冷是電子設備最常用的3種散熱方式。對于大功率功放模塊，空氣自然對流散熱能力不足，液冷散熱系統過于復雜，強迫風冷散熱系統相對簡單，散熱能力可以滿足大部分場合的需求。某數據鏈設備研
艦船電子對抗 2017年3期2017-07-31
- 基于LC諧振變換器的電子束焊機高壓電源
振變換器，實現功率管的軟開關，提高逆變器電路的工作頻率，達到減少變壓器體積、質量的目的。軟開關技術避免了功率管在高速開通、關斷下產生的諧波，并減少開關損耗。分析LC諧振變換器的工作原理，采用BUCK電路調節母線電壓的方式，避免LC諧振變換器在負載較輕調頻很難改變電壓的缺點。通過調試電子束焊機高壓電源，分析試驗參數，驗證設計的合理性。電子束焊機；高壓電源；LC諧振0 前言電子束焊機三級電子槍是通過高壓電源產生的高壓電場加速陰極加熱發射的電子，通過偏壓電源產生
電焊機 2017年4期2017-05-10
- 基于Saber的有源箝位反激電路設計與仿真*
器輸出端，減小功率管漏源級的電壓應力。通常采用的箝位方式有：LCD箝位技術、RCD箝位技術和有源箝位技術，其中反激變換器采用有源箝位技術時，綜合性能最優[3]。圖1 反激變換器電路1 反激變換器工作原理和工作模式圖1所示的拓撲結構為反激變換器電路，其中變壓器T不僅起到隔離的作用，還可以等效為電感，具有儲能的作用。功率管Q1在驅動信號為高電平時導通，此時，有電流通過變壓器原邊繞組 Np，輸出二極管 Do反向截止，變壓器原邊磁感應強度增強，儲存能量；副邊繞組N
電子技術應用 2016年3期2016-12-03
- 無刷直流電動機驅動系統研究
種開關狀態，即功率管VT6，VT1同時開通，功率管VT6，VT1同時關斷。功率管VT6，VT1同時導通，電流回路如圖 5(a)所示，該狀態下電路方程：(11)此時，電路中存在ua=Ud，ub=0，將式(11)前兩式相加，可以求得電機中性點對功率地電壓un：(12)非導通相C相電壓uc：(13)功率管VT6，VT1同時關斷，電流回路如圖 5(b)所示?；陔姍C電感續流作用，A,B相繞組的電流ia,ib不能立即消失，通過反向二極管D3，D4 續流，該狀態下電路
微特電機 2016年3期2016-11-29
- 多通道D類功放水聲發射機的研究
行分析，并通過功率管選擇、功率管散熱處理、功率驅動芯片選擇、鉗位二極管選擇、消振電路參數選擇及變壓器繞制工藝改進等手段優化電路性能。通過上述改進措施，可使聲吶系統穩定性和可靠性大幅提高。D類功放；多通道發射機；脈沖尖刺；載波；包絡0 引 言主動聲吶是水聲通信工程中使用頻率很高的一種設備，發射機是其重要組成部分。發射機按照工作原理可分為A類、B類、AB類和D類等，其中:A類功率放大器(以下簡稱“功放”)具有良好的線性特性，但效率太低(在50%以下)；B類推挽
上海船舶運輸科學研究所學報 2016年1期2016-09-07
- 一種驅動電流快速截止的噴油電磁閥驅動電路
線圈兩端的第一功率管和第二功率管，第一功率管的柵極和第二功率管的柵極用于接收控制信號；所述續流回路包括并聯連接在噴油電磁閥線圈兩端、由二極管和瞬變電壓抑制器串聯連接構成的支路，二極管和瞬變電壓抑制器反向串聯連接。該實用新型結構簡單，既能夠滿足初始運動時快速響應的要求，又能夠在斷電瞬間快速截止其驅動電流，使噴油電磁閥線圈電流迅速降為零，實現了斷電時的快速響應，從而降低了電磁閥的能量消耗，提高了噴油電磁閥的壽命和噴油穩定性。
科技資訊 2016年9期2016-05-14
- 霍爾閉環電流傳感器的功耗問題研究
中在次邊線圈與功率管上，分別對這兩塊進行了分析，并提出解決辦法，對于霍爾閉環電流傳感器設計有很好的參考意義?！娟P鍵詞】功耗；次邊線圈；功率管；溫升1 引言霍爾閉環電流傳感器的精度一般高于0.7%，次邊線圈N2匝數都在1000以上，當原邊電流Ii不斷增加時其電流傳感器輸出電流線性增大，本文主要從霍爾閉環電流傳感器的功耗著手進行闡述。2 工作原理原邊電流Ii產生的磁場通過霍爾元件B，霍爾電壓經運放A放大，通過功率管VT1、VT2放大得到補償電流Is，Is通過次
電子世界 2016年7期2016-05-03
- 基于電壓殘差的逆變器實時開路故障診斷
定位開路故障的功率管，但僅限于單個功率管的診斷；文獻[3]提出了通過比較逆變器各相電流正、負半波在正常和故障狀態下對應的功率，進而達到故障診斷，但其不適用于空載情況；基于電流的診斷方法還有電流向量瞬時頻率方法[4]、負載電流分析法[5]、直流側電流頻譜分析法[6]、Hilbert變換法[7]和人工智能系統[8-11]等。 文獻[12]提出了基于電壓解析模型的開路故障快速診斷法，即當逆變器功率器件發生開路故障時，逆變器相電壓、電機線電壓等與正常時相比均存在偏
電源學報 2015年2期2015-12-28
- 基于中點電壓信號分析的逆變器功率管開路故障診斷研究
號分析的逆變器功率管開路故障診斷研究郭立煒1，周昇龍2，安國慶2，王雪嬌3（1.河北科技大學信息科學與工程學院，河北石家莊 050018；2.河北科技大學電氣工程學院，河北石家莊 050018；3.中國北車集團唐山軌道客車有限責任公司，河北唐山 063000）利用電流信號作為逆變器故障信息的診斷方法易受到負載、噪聲等因素的影響，且診斷周期長、通常需要一定的軟件算法、空載或輕載時易出現誤診斷。針對該問題，提出對橋臂中點電壓信號與脈沖信號進行相關邏輯分析的方法
河北科技大學學報 2015年1期2015-11-26
- 電源管理集成電路的復用設計
路包含了：電源功率管Q1、電源功率管Q2、電源功率管Q3、電感L1、控制器C1、反饋電路F1以及使能信號1和使能信號2。使能信號1和使能信號2可由總線配置其有效性。在同一時間段，使能信號1和使能信號2擇一有效。當使能信號1有效時，上述電路按照降壓DC-DC的方式進行工作。其工作原理可以簡單分為三個階段：第一階段控制器C1控制電源功率管Q1導通、電源功率管Q2和Q3關斷，這時VIN（輸入電壓）給電感L1充電，同時也給VOUT供電。第二階段控制器C1控制電源功
中國科技信息 2015年6期2015-11-05
- 某相控陣雷達T/R組件熱設計研究
件主要由4 個功率管、4 個輸入端環行器及負載電阻、1 個輸出端環行器及負載電阻和1塊冷板組成，其最大外形尺寸(L × W × H)為500mm × 472mm × 45mm，如圖1所示。在全反射工作模式下，環行器熱耗較小，可以忽略不計，主要發熱器件為功率管和負載電阻，此時T/R 組件總熱耗為3323W，熱耗組成如表1所示?？梢钥吹絾蝹€功率管熱耗為330W，輸入端環行器負載熱耗為500W，輸出端環行器負載為3W。表2 給出了全反射模式下組件內各功率器件的熱
火控雷達技術 2015年4期2015-04-14
- 一種移相全橋DC/DC 變換器的設計
，利用主電路中功率管的寄生電容及串聯在變壓器原邊的電感Lr或原邊漏感的特性來實現全橋的ZVS［1］。主電路如圖2 所示。D1～D4和C1～C4分別是功率管M1～M4內部寄生的反向并聯二極管、寄生電容，Lr為變換器原邊諧振電感，由原邊串聯電感和原邊漏感組成，TR 為輸出變壓器，DR1和DR2為輸出整流二極管。對于全橋變換器對角位置的兩個功率管來說，其驅動波形并不同步而是相差一定的相位，即其的導通存在一個移相角α。稱M1、M3為超前橋臂，M2、M4為滯后橋臂，
電子科技 2015年10期2015-03-06
- 交流調速控制器MOSFET 功率管選型與發熱分析
MOSFET 功率管既是主要的控制器件，也是主要的發熱器件，是一種電壓控制型電子開關器件，能以較小的控制功率獲取較大的驅動功率，且其開關速度也較快。因此，在設計控制器時，MOSFET 功率管型號的選擇對控制器電路設計和結構設計具有重要意義。1 MOSFET 功率管選型1.1 MOSFET 功率管基本型號的確定根據控制器的2 個重要參數—電壓80 V 和電流400 A，選擇耐壓值時，考慮控制器的回饋充電電壓，為了避免MOSFET 功率管擊穿，其耐壓值應選取工
軍事交通學院學報 2014年11期2014-12-25
- 蓄電池叉車調速器MOSEFT 管柵極電阻計算與模擬分析
MOSFET 功率管是作為開關器件使用的，處于時通時斷的工作狀態，開關頻率的提高，要求柵極驅動電路具有充電電流大、開關速度快、驅動損耗小等特點。但是，由于MOSFET功率管極間電容、走線電感等因素的影響，柵極驅動信號會產生寄生振蕩，加大功率器件的損耗，特別是在關斷過程中容易產生尖峰電壓，當振蕩幅值較大時，就有可能直接造成功率開關管損壞［1］。為了抑制這個寄生振蕩，可在其柵極加入適當阻值的柵極電阻進行控制。通過改變柵極電阻值，即可調整MOSFET 功率管的動
軍事交通學院學報 2014年12期2014-12-25
- 發動機控制器ECU中功率管的溫度預測研究*
但是ECU內的功率管大多都工作在PWM開關脈寬調制狀態下，在開關脈沖功率作用于功率器件時，由于器件自身存在的熱容，器件的結點溫度并不會瞬時升高到峰值溫度，采用上式計算峰值節點工作溫度，會過高預測其峰值溫度.所以在發動機ECU設計開發過程中，如果能在硬件設計制作之前就對功率器件的峰值節點工作溫度作出精確預測，確保其峰值節點溫度不會超過器件允許的最高安全工作溫度限值，對于提高ECU工作的穩定性和可靠性，縮短設計周期，降低設計成本都將具有非常重要的意義.本文針對
湖南大學學報（自然科學版） 2014年5期2014-09-18
- L波段大功率放大組件的設計
段；功放組件；功率管中圖分類號：TN925 文獻標識碼：A 文章編號：1671-7597（2014）11-0009-021概述固態發射機的應用領域越來越廣泛，特別是雷達數字信號處理技術的快速發展，更是給固態發射機提供了大量的應用場合。脈沖固態功放組件作為固態發射機的核心部件。固態功放組件與電子管相比有一些突出的優點：體積小、重量輕、工作壽命長；工作電壓低，可靠性高；系統效率高[1]。本文介紹一種L波段920 W大功率固態功率放大組件。其主要特點為可靠性高，
新媒體研究 2014年11期2014-09-01
- 四相開關磁阻電機功率變換器故障檢測技術
響。所以，對該功率管短路故障的及時檢測與容錯控制方案的研究尤為重要。由于功率故障開路故障直接造成電機故障相工作停止，該相繞組呈退磁狀態，其相電流變為零。由相電流波形的明顯變化，極易判斷該類故障的發生，因此該類故障的檢測往往被忽視。但該相橋臂兩個功率管中任一個元件發生開路故障，其相電流波形變化完全相同，因此，無法識別出發生開路故障的元件。文獻[8]通過分析電壓傳感器采集的信號識別出三相 SRM 開路故障元件，但每相中至少需要一個傳感器，這無疑增加了驅動系統的
電工技術學報 2014年1期2014-06-22
- VHF頻段寬帶大功率LDMOS功放電路的設計與實現
九代LDMOS功率管技術，在輸出功率、防靜電能力、抗駐波能力等方面都有明顯的改進［2］。最新研發的LDMOS射頻功率管工作頻率為DC 600 MHz，典型輸出功率達到1 200 W，抗駐波能力為65∶1不損壞。本文運用同軸巴倫寬帶匹配技術，采用同軸巴倫進行功率管的匹配，通過使用磁性材料擴展工作帶寬，設計出使LDMOS功率管在VHF頻段100%相對帶寬內，輸出功率大于1 000 W，效率大于70%，帶內波動優于1 dB的功放電路。1 電路設計由于本文設計的V
現代雷達 2014年5期2014-01-01
- L頻段高效功率放大器設計
計方案1.1 功率管的選擇為了實現在 0.96～1.25 GHz頻段內輸出100 W的功率，對射頻功率管有一定的要求。例如導通電阻要小、輸出寄生電容要低等。常用的場效應晶體管輸出功率有限，效率相對較低，不能滿足高效率要求。因此，具有較高功率密度、低導通電阻、低寄生電容和高輸出阻抗的寬禁帶器件是實現設計的首選［3－5］。經綜合比較，選定CREE公司的GaN功率管CGH40120F，此功率管的P1db輸出功率110 W，小信號典型增益20 dB，典型效率達到7
無線電工程 2014年4期2014-01-01
- 工頻回饋在變頻器制動中的研究與應用
斷制動單元中的功率管就可以將直流母線上的能量消耗在制動單元中的電阻上，以確保變頻器的過壓保護不被觸發，同時為變頻器提供制動能力。當然在功率管的頻繁開關中，功率管會發熱，為了防止功率管過熱而燒壞，必須提供可以將制動單元從直流母線切斷的控制回路。能耗制動單元的最大優點就是其與電網的波動沒有太大關系，具有相對的獨立性。1.2 VSC與PWM整流與能耗制動相比較，在變頻器的前端加裝VSC[4]或者PWM[5]整流單元是一種更高效且更經濟的方法，這兩種方法可以將制動
裝備制造技術 2013年6期2013-06-26
- S波段10 W LDMOS功率管匹配電路設計
F LDMOS功率管具有高輸出功率、高增益、高線性、良好的熱穩定性等優點，廣泛應用于移動通信基站、數字廣播電視發射以及射頻通信領域[1]。其在國防科技和軍事通訊領域的作用顯得更加突出，在相控陣雷達、機載艦載雷達領域作為發射通道的功率放大器，縮小了裝備的體積，減輕了重量，并且具有更高的可靠性及更長的使用壽命。阻抗匹配是LDMOS功率管應用電路設計的關鍵任務，射頻模塊的主要任務是在無相移的情況下確保最大功率傳輸[2]。阻抗匹配是通過阻抗匹配網絡將初始的阻抗轉換
電子與封裝 2013年10期2013-02-26
- L頻段1 500 W固態連續波功放的設計與實現
使用LDMOS功率管通過寬帶匹配技術［7］、徑向合成技術［8］和高效散熱技術［9］，研制了一種寬帶、大功率、固態、連續波功放，在L頻段輸出功率高于 1 500 W，增益大于 63 dB，諧波抑制高于32 dBc。1 設計方案功放整機輸出功率比較大，連續波1 500 W以上，采用單只功率管無法滿足指標要求，因此需要進行功率合成。目前此頻段的大功率BJT晶體管、LDMOS功率管多為脈沖形式，連續波工作得很少;在附近頻段920～960 MHz有大功率的LDMOS
無線電工程 2013年5期2013-01-14