多路獨立輸出隔離直流電源的故障保護研究

奕麗芳，王 莉，黃 瑞，錢葉彤，余 彬

（南京航空航天大學自動化學院，南京 210016）

隨著工業電氣化的推動，多電飛機得到越來越多的關注，先進多電飛機的穩定運行離不開大量的電子設備。近年來，機載電子設備復雜度日益增加，當多個負載密集分布時，負載前端往往采用多路輸出電源以減少變換器數量，提高整機功率密度。隨著多電飛機等應用場合的電氣化程度不斷提高，對多路輸出直流電源的需求越來越大。

由于單路輸出電源發展迅速，在效率、功率密度與供電質量上均具有很大優勢。最初為了提供多路獨立的供電電壓，常采用多個獨立電源進行組合[1-2]，每個獨立電源對應一路輸出電壓。這種情況下，每路輸出電壓都擁有較高的供電質量，但存在電源數量多、體積大和成本高等問題，不符合多電飛機發展的初衷。堆疊式多路輸出電源，如堆疊式反激電路[3-4]，通過在原邊設置m+1 個功率管與m 個變壓器，實現m 路獨立輸出，相對多個獨立電源組合的方法，堆疊式多路輸出電源可以減少功率管的數量，但仍存在體積大和成本高的問題，且控制較為復雜。

目前發展的多路輸出電源往往通過在變壓器副邊設置多個繞組的方法來實現多路電壓輸出[5-8]。然而采用多變壓器副邊繞組的多路輸出電源一般只能對主路輸出電壓進行閉環控制，輔路輸出往往存在供電精度低等問題。為了提高輔路供電質量，學者們提出了采用耦合電感[9]、加權反饋控制[10]、采用同步開關的后置調節[11]等方法，但電路結構與控制策略更加復雜。此外，隨著輸出路數的增加，電源的效率和功率密度明顯下降[12]，以致輸出通道一般控制在3 路以內。因此，變壓器副邊多繞組結構的多路輸出電源，在要求輸出路數較多且對每路供電質量要求都較高的應用場合面臨嚴峻挑戰。

電源持續可靠的供電能力對電子設備的正常運行有很重要的意義。本文針對負載端的過載故障與輸入端的掉電故障，對提高多路輸出電源供電可靠性進行研究。電源需要可靠應對負載端的特殊工作狀態，當負載發生過載故障時，電源內部功率器件會受到較大的電流應力，長時間工作在故障狀態下容易引起電源的損壞。對于變壓器副邊多繞組結構的多路輸出電源，若其中一路輸出負載發生了短路故障，將會導致同一變壓器上的其他各路副邊繞組對應的輸出均不正常，影響多個負載設備的運行[13]。為了提高多路輸出電源的供電可靠性，需要研究合適的過載保護方法,實現各路獨立的故障保護。此外，若電源輸入端發生短暫掉電故障，需要電源具有較長的掉電保持時間（hold-up time），使電源輸出能夠躲過短暫的掉電，維持負載的正常工作。雖然通過電路拓撲的優化[14-15]或控制策略的組合[16]可以拓寬電路的增益范圍，但往往會影響額定工作下的效率。

本文研究一種新型的多路輸出電源，在半橋LLC 諧振電路后端串接多路獨立的功率開關電路。通過控制后級多路功率管的通斷狀態，實現多路獨立輸出。同時為每路輸出設計獨立的過載保護電路，對每路輸出電流進行監控。任一路發生過載故障時，控制對應的后級功率管關斷，切除故障負載，且不影響其他各路的正常工作，即每路輸出的通斷控制與過載故障保護均獨立。此外，研究勵磁電感可變的變壓器并應運用于LLC 諧振電路中，通過變電感控制有效延長電源的掉電保持時間。最后，通過搭建一臺28 V 輸入、5 路15 V/1 A 輸出的多路輸出電源進行實驗，驗證了該多路輸出電源及其故障保護功能的有效性。

1 拓撲及動作原理

1.1 電路拓撲結構

圖1 為本文提出的多路輸出電源原理拓撲，主功率電路從功能上可以分為前后兩級，前級采用半橋LLC 諧振電路，Q1與Q2為橋臂開關管，D1與D2為副邊整流二極管，Cr為諧振電容，Lr為諧振電感，Lm為勵磁電感，三者共同構成諧振回路，T 為中心抽頭式變壓器，原副邊變比為nT∶1 ∶1，Lm和Lr可集成在變壓器中，分別由變壓器的勵磁電感與漏感提供，Co為LLC 電路的輸出濾波電容。后級為多路功率管開關電路，S1～Sn分別為后級每路輸出對應的功率管，實現多路輸出的獨立控制，DS1～DSn分別為各路續流二極管，電阻Rload1～Rload5代表5 路獨立負載，每路開關電路后端連接一路獨立的負載。

圖1 多路輸出電源原理Fig.1 Schematic of multi-output power supply

前級半橋LLC 諧振電路實現電壓的隔離轉換，功率管Q1與Q2工作在高頻開關模式，在一定死區時間下互補導通，通過對前級輸出電壓的采樣與PI閉環調節，使電路在PFM 控制下實現穩定的輸出電壓Vo。后級多路功率管開關電路連接LLC 諧振電路的輸出與多路負載，通過對功率管S1～Sn的開關控制，可以實現多路輸出的通斷控制。后級每路功率管開關電路具有獨立的驅動電路，在需要接通某路負載或實現該路輸出時，控制對應的功率管開通并持續工作在導通狀態；需要切斷某路負載或切斷該路輸出時，控制對應的功率管關斷。功率管S1～Sn的控制信號可由外部上位機提供，通過通訊電路與微機處理作用到功率管的驅動電路，n 路輸出控制相互獨立。

1.2 后級驅動電路原理

后級各路功率開關電路根據實際負載需求進行獨立通斷控制，考慮到實際負載可能為容性負載或感性負載，為了防止功率管開關過程中受到過大的電流或電壓應力，功率管的開關速度不能過快。本文采用基于反饋電容的控制方式實現對后級多路功率管的驅動。驅動電路如圖2 所示，由圖騰柱電路與RC 反饋電路構成。開關管S1的柵、漏極之間并聯反饋電容Cf，將負載電壓的變化反饋到驅動電路，實現負載電壓的線性變化。圖騰柱上管T2為PNP 型三極管，下管T1為NPN 型三極管，T2和T1之間串聯電阻Rup和Rdown，分別控制開關管S1的開通與關斷速度。

圖2 基于反饋電容的功率管驅動電路Fig.2 Drive circuit of power tube based on feedback capacitor

由于各路工作原理一致，僅以第1 路輸出為例對電源的工作原理進行分析。在工作過程中，LLC諧振電路原邊功率管Q1和Q2在變頻控制下實現輸出電壓Vo的穩壓輸出，而多路輸出的通斷則由后級功率管進行控制。在純阻性負載下，電源第1路輸出的開通與關斷工作時序如圖3 所示。

圖3 多路輸出電源純阻性負載下通斷工作時序Fig.3 Turn-on and turn-off time sequences of multioutput power supply under resistive load

t0～t1：開關指令CMD1 為低電平，開關T2導通、T1關斷。P 型功率管S1柵源電壓vGS_S1為0，S1處于關斷狀態，功率管S1的漏源極承受反向電壓-Vo。

t1～t2：開關指令CMD1 在t1時刻由低電平跳變為高電平，此時控制開關T1導通、T2斷開。功率管S1柵源電壓vGS_S1開始下降，該階段功率管S1保持關斷狀態，對應輸出電壓Vo仍保持為0。

t2～t3：柵源電壓vGS_S1從0 下降至米勒電壓Vplat，功率管漏源極電壓vDS_S1開始從-Vo上升，米勒電容放電，該過程中，驅動電壓近似保持不變，柵極電位為Vo+Vplat，則流過Rg的電流ig保持不變，即

由于Cgs與Cgd容值遠小于Cf，故可近似認為流經Cf的電流if=ig，其回路方程為

根據式（2）可知，負載電壓vo1的變化率與反饋電容Cf的電壓vCf變化率相等，由

可得

根據以上分析，在引入反饋電容后，功率管開通過程中，負載電壓線性上升，其上升速度與反饋電容Cf、圖騰柱電阻Rdown和驅動電阻Rg有關，在t3時刻vo1上升至最大值。

t3～t4：在t3時刻，功率管漏源極電壓vDS_S1上升至0，功率管柵源極電壓vGS_S1退出米勒平臺狀態繼續下降，功率管完全導通。

功率管的關斷時序分析與開通過程類似，在此不再贅述。從圖3 可以看出，多路輸出電源每路負載的通斷由該路功率管直接控制。當負載為容性時，功率管的緩慢開通能實現負載的軟啟動，有效減小負載電流尖峰；當負載為感性時，開關管的緩慢關斷能有效減小功率管的電壓應力，開關管關斷后，負載電流將由續流二極管DS1進行續流。

2 多路輸出獨立過載保護

為提高各路輸出供電的可靠性，本文基于后級多路功率管開關電路，設計獨立的過載保護電路，包括過流保護與短路保護。以第1 路為例對過載保護原理進行分析。多路輸出電源過載保護原理示意如圖4 所示，主要由檢測電流電阻Rsense1、電流檢測電路、過流比較器U1、短路比較器U2和過流延時運放U3構成。

圖4 多路輸出電源過載保護原理示意Fig.4 Schematic of overload protection of multi-output power supply

圖4 的過載保護電路可通過對故障電流的檢測，實現故障類型的判斷。正常工作時，電流檢測值LCS 小于過流參考值IRef1和短路參考值IRef2，U1輸出低電平，U2與U3輸出高電平。

本文設計定時限過流保護，發生過流故障時，負載電流檢測值LCS 大于過流參考值IRef1，比較器U1輸出高電平，使電容Cl通過電阻Rl進行放電，積分器U3的輸出Vover1下降，在一定時間后，當Vover1小于設定值Vt時，作用于開關控制電路，使功率管以正常通斷速度進行關斷。過流保護延時時間tds與電容Cl、電阻Rl和參考電壓VRef3有關，表示為

式中，Vcc為運放與比較器的供電電壓。

當發生短路故障時，負載電流檢測值LCS 大于短路參考值IRef2，比較器U2的輸出Vshort1變為低電平，直接作用到功率管柵極，使功率管迅速被關斷。同時，Vshort1也作用到圖騰柱前端開關控制電路，關斷驅動信號。由于短路參考值IRef2大于過流參考值IRef1，發生短路故障時，過流保護電路也會開始工作，但由于短路保護時間遠遠小于過流保護延時時間，在功率管關斷后，過流保護積分器U3的輸出Vover1僅發生很小變化，不會觸發過流保護，故過流保護與短路保護的動作信號可視為相互獨立。

以上過載保護均通過模擬電路實現，為進一步提高故障保護的可靠性，以跳閘信號作為是否發生過載故障的標志。當發生過載故障時，跳閘信號上傳，使DSP 給出故障電路的關斷指令，從控制回路上確保功率管在故障切除前保持關斷。

3 基于可變電感的掉電保護

當輸入發生掉電故障時，輸入電壓將以一定速率下降，而在輸出電壓下降過程中，電路通過增大電壓增益使輸出電壓保持穩定，當輸入電壓下降至臨界值Vin_d時，電壓增益上升到最大值Gmax，此后輸出電壓將無法保持穩定。

對于半橋LLC 諧振電路，電路的最大增益與輸入電壓臨界值的關系為

傳統的LLC 諧振電路通過變頻控制實現電路增益的變化。為實現較大的增益，需要選用較小值的Lm，但Lm越小，勵磁電流iLm與諧振電流iLr的幅值越大，功率管的導通損耗與關斷損耗越大，電路額定狀態下的效率會明顯降低。為了保證電路在正常工作時擁有較高的效率，同時在掉電故障時具有較大的電壓增益，設計了勵磁電感可變的變壓器應用于LLC 諧振電路。正常工作時，勵磁電感為較大值，使電路具有較大的額定效率；輸入發生掉電故障時，減小勵磁電感，使電路最大增益增大，從而延長掉電保持時間。

勵磁電感可變的變壓器結構如圖5 所示，該變壓器由4 個繞組與EE 型磁芯實現，其中原邊繞組與副邊繞組繞制在中心磁柱上，輔助繞組A 與輔助繞組B 互相串聯連接，其直流偏置電流Ibias與匝數均相等，按照相同方向分別繞制在左、右磁柱上。

圖5 勵磁電感可變的變壓器結構Fig.5 Transformer structure with variable magnetizing inductance

磁芯中心磁柱中間留一定氣隙，兩邊磁柱不留氣隙。由于磁芯結構左右完全對稱，可以得到磁芯的等效磁路如圖6 所示。中心磁柱上的磁阻RC、外圍磁柱上磁阻RA和RB以及氣隙處的磁阻Rg可分別表示為

圖6 可變電感等效磁路Fig.6 Equivalent magnetic circuit of variable inductance

式中：μ0為空氣磁導率；μrC為中心磁路相對磁導率；μrA和μrB為外圍磁路相對磁導率；AC為中心磁路截面積；AA和AB為外圍磁路截面積；lx為對應磁路長度。

若變壓器原邊繞組匝數為Np，則磁芯的等效磁阻Req與原邊勵磁電感Lm可分別表示為

由式（12）可知，勵磁電感Lm與原邊繞組匝數和磁芯各部分的磁阻有關。當變壓器尺寸結構確定時，若修改磁路中的部分磁阻，便可改變勵磁電感的感值。

變壓器的磁化曲線如圖7 所示。隨著輔助直流偏置電流的增大，外圍磁路磁場強度增大，當偏置電流較小時，磁化曲線仍在線性區，外圍磁路的磁導率保持不變；當偏置電流增大至磁化曲線進入非線性區后，外圍磁路的磁導率將隨著磁場強度的增大而減小，由式（8）與式（12）可知，外圍磁路的磁阻將增大，因而變壓器勵磁電感將減小。

圖7 變壓器磁芯磁化曲線Fig.7 Magnetization curve of transformer core

設計提供輔助直流偏置電流的輔助電路如圖8 所示。在變壓器磁芯中心磁柱上添加輔助繞組Naux為輔助電路進行供電，通過控制輔助功率管Qa的通斷，可以控制輔助直流偏置電流是否流入輔助繞組。正常工作時，功率管Qa保持關斷，輔助繞組不影響電路工作，電路工作方式與傳統PFM 控制的LLC 諧振電路一致；若輸入端發生掉電故障，控制功率管Qa開通并工作在導通模式，直流偏置電流流經變壓器輔助繞組，使勵磁電感Lm減小，延長電路掉電保持時間。

圖8 帶有直流偏置輔助電路的LLC 諧振電路Fig.8 LLC resonant circuit with DC bias auxiliary circuit

4 實驗驗證

根據以上分析，設計輸入電壓為28 V，輸出為5 路15 V/1 A 的直流電源。前級LLC 電路的諧振頻率為120 kHz，變壓器原、副邊匝比為3∶3，諧振腔參數Lm=9.22 μH、Lr=1.31 μH、Cr=1.36 μH，原邊功率管型號為IRFP4368PbF，整流二極管型號為STPS30170CW，后級多路功率管型號為IRF9383MP bF。搭建實驗樣機平臺如圖9 所示。

圖9 實驗驗證平臺Fig.9 Experimental platform for verification

4.1 輸出通斷測試

后級多路功率管開關電路的驅動參數為：Cf=25 nF，Rdown=10 kΩ，Rg=51 Ω，Rf=200 Ω，Rup=3 kΩ，理論負載開通時間為350 μs，關斷時間為381 μs。圖10 與圖11 分別給出了后級第1 路功率管在額定純阻性負載下的開通與關斷波形，其中，vGS_S1與vDS_S1分別為功率管S1的柵源極電壓與漏源極電壓，vo為前級LLC 諧振電路的輸出電壓，is_S1為流入功率管S1源極的電流。

圖10 多路輸出電源額定阻性負載開通波形Fig.10 Turn-on waveforms of multi-output power supply under rated resistive load

圖11 多路輸出電源額定阻性負載關斷波形Fig.11 Turn-off waveforms of multi-output power supply under rated resistive load

功率管電壓、電流變化規律符合理論分析，負載開通時間為350 μs，關斷時間為400 μs，在一定誤差范圍內與理論值保持一致。

4.2 過載保護測試

設計當每路負載電流大于1.2 A 時，判斷發生過流故障，取Cl=4.7 μF，Rl=39 kΩ，過流保護延時理論值為226 ms。當負載電流大于10 A 時，判斷為短路故障。圖12 給出了后級第1 路功率管在負載發生過流故障時的過載保護波形。當負載端發生過流故障時，功率管S1的源極電流is_S1從1.0 A 突變為1.2 A，此時功率管仍然保持開通，在220 ms 延時后，功率管關斷，電壓、電流波形變化規律與正常關斷時一致。

圖12 多路輸出電源1.2 倍過載保護波形Fig.12 1.2 times overload protection waveforms of multi-output power supply

圖13 給出了后級第1 路功率管在負載正常運行過程中突然發生短路故障時的短路保護波形。短路故障發生時，負載電流從額定1 A 迅速上升，經過模擬器件一定延時后，功率管柵源極電壓vGS_S1迅速變至0，功率管在4 μs 左右內完成關斷，短路電流峰值為35 A，在短路電流上升過程中，前級輸出電壓會出現1 V 左右的波動。

圖13 多路輸出電源短路保護波形Fig.13 Short-circuit protection waveforms of multioutput power supply

4.3 掉電保持時間測試

發生輸入掉電故障時，向輔助繞組通入0.23 A的直流偏置電流，可使變壓器勵磁電感由初始值9.22 μH 快速下降至4.50 μH。當LLC 諧振電路穩定工作在額定條件下時，即輸入電壓為28 V，負載為滿載5 A，人為設置輸入端發生掉電故障，由于是人為手動操作，輸入電壓沒有實現線性下降，在初始時輸入電壓下降速率約為-70 V/s，然后下降速率加快，可以通過對比掉電保持結束時對應的輸入電壓大小，比較掉電保持能力。圖14 為不對變壓器勵磁電感進行控制時對應的掉電保持時間測試波形，其中vin為輸入電壓，vo為輸出電壓，iLr為諧振腔電流。當輸入電壓下降至25 V 左右時，LLC 諧振電路無法再進行穩壓控制，對應的掉電保持時間為46 ms。

圖14 滿載掉電保持時間測試（Lm 固定時）Fig.14 Hold-up time test under full load（with fixed Lm）

圖15 為對變壓器勵磁電感進行控制時對應的掉電保持時間測試波形。當輸入電壓下降到25 V附近時，直流偏置輔助電路工作，此時使變壓器勵磁電感由初始值9.22 μH 快速下降至4.50 μH 附近，LLC 諧振電路的電壓增益增大，直到輸入電壓下降到18 V 附近時，掉電保持過程結束，掉電保持時間增長為116 ms。從圖中可以看到，輸入電壓的下降速度加快，若輸入電壓保持初始下降速度，掉電保持時間會更長。實驗對比驗證了變電感控制可以延長電路掉電保持時間，在勵磁電感變化的瞬間，輸出電壓會出現3 V 左右的電壓尖峰，且諧振電流幅值瞬間變大。

圖15 滿載掉電保持時間測試（Lm 變化時）Fig.15 Hold-up time test under full load（with variable Lm）

5 結語

本文提出了一種新型的多路輸出隔離直流電源，將前級LLC 諧振電路與后級多路功率開關電路結合，通過對后級功率開關電路的控制，實現多路獨立輸出。設計了勵磁電感可變的變壓器并應用于前級LLC 諧振電路，有效延長了電源掉電保持時間，并為后級每路輸出設計獨立的過載保護電路，有效提高了多路輸出電源工作的可靠性。本文設計的多路輸出電源具有易實現輸出通道擴展，控制策略簡單，各路輸出供電質量一致，供電可靠性高等優點，具有較大的應用價值。