一種基于氮化鎵晶體管的BUCK變換器

譚超 王鑫 李博

摘? 要：氮化鎵（GaN）材料具有寬禁帶寬度、高擊穿場強等綜合優勢，通過對比氮化鎵晶體管和硅功率器件參數，說明了氮化鎵器件在工作頻率和電路效率方面的優勢。使用氮化鎵晶體管替代硅基功率器件，設計了一款帶有同步整流的BUCK變換器。測試結果顯示：電路可以在較高的頻率下工作，縮小了濾波電路的體積，在輕載時電路進入脈沖跳躍模式，結合氮化鎵晶體管在效率方面的優勢，電路整體效率均保持在較高水平。

關鍵詞：氮化鎵;BUCK;電源變換器

中圖分類號：TM46 ? 文獻標識碼：A? ? 文章編號：2096-4706（2021）05-0073-03

A BUCK Converter Based on GaN Transistor

TAN Chao，WANG Xin，LI Bo

（The 13th Research Institute of China Electronics Technology Group Corporation，Shijiazhuang? 050051，China）

Abstract：Gallium nitride（GaN）material has the comprehensive advantages of wide band gap and high breakdown field strength. By comparing the parameters of GaN transistor and silicon power device，the advantages of GaN device in working frequency and circuit efficiency are illustrated. A BUCK converter with synchronous rectification is designed by using GaN transistors instead of Silicon based power devices. The test results show that the circuit can work at a higher frequency，which reduces the size of the filter circuit. When the load is light，the circuit enters the pulse jump mode. Combined with the efficiency advantage of GaN transistor，the overall efficiency of the circuit remains at a high level.

Keywords：GaN;BUCK;power converter

0? 引? 言

在功率轉換領域，硅基器件的技術已經發展的十分成熟，各方面性能已經接近其理論極限，性能和指標的提升通常需要研發和制造成本的顯著增加。然而，相關功率產品的發展并未止步，進入性能平穩期的硅基功率器件逐漸成為制約電源產品向小型化、高頻化發展的門檻。氮化鎵晶體管具有導通阻抗小、開關速度快、尺寸小、抗輻射等特點，可以進一步提高開關頻率，減小電源電路體積[1]。伴隨氮化鎵技術逐漸成熟，在電源變換器中使用氮化鎵功率管替代傳統硅基功率器件漸成趨勢，研究基于氮化鎵功率器件的高頻高效電源具有較大的價值和意義。

BUCK電路拓撲在開關型調整器中結構簡單，無需變壓器隔離，所用元件數量少，能減小整體電路的體積，適合用在小功率電源電路中[2]。本文將介紹一種帶有同步整流的BUCK變換器，使用氮化鎵晶體管代替硅基功率器件，在2 MHz下的電路中工作，對比硅基器件具有體積小、效率高、紋波小、動態響應速度快等優點。

1? 電路結構及工作原理

1.1? 主電路結構

BUCK電路拓撲結構如圖1所示，Q1為主功率管，連接電源輸入端和電感，通過硬開通和硬關斷，在V1處產生方波電壓，Q2為同步整流管，在Q1關斷時導通為電感提供續流通路，電感L和輸出電容COUT構成低通濾波器，降低輸出電壓的紋波[3]。早期BUCK電路使用肖特基二極管作為續流管，導通電阻較大，存在由肖特基勢壘電壓造成的死區電壓。為提高電路的效率，降低電路的整流損耗，一般使用通態電阻較低的硅功率管作為同步整流管，在這里Q1、Q2全部更換為氮化鎵晶體管進一步減小損耗，縮小電路尺寸，提升電路的功率密度。

BUCK電路拓撲在Q1導通時，Q2關閉，加在電感兩端的電壓視為恒定的VIN和VOUT，記Q1導通時間為Ton，此時流過電感的電流線性增加，由輸入端給負載和電感提供能量：

在Q1關閉，Q2導通時，加在電感兩端的電壓同樣視為恒定的0和VOUT，記Q1關閉時間為Toff，此時流過電感的電流線性減小，由電感為負載提供能量，有：

穩態時，一個周期內電感電流的增加量和減小量保持相等，電感不消耗能量，此時電感電流IL由輸出直流量IOUT和紋波交流量ΔI疊加而成。依據電感伏秒平衡原理，可得：

（VIN-VOUT）·Ton=VOUT·Toff

在一個周期內BUCK電路的占空比可表示為：

綜合以上各式可得電感計算公式：

設計時電感電流紋波ΔI通常以輸出電流的0.3～0.5倍作為參考，這樣可以得到比較合適的電感尺寸和電容尺寸，根據設定的輸入輸出功率參數和電路工作頻率，即可確定所需電感感值。

1.2? 電路工作原理

為保證電路在不同輸入電壓和負載下的穩定運行，需在電路中加入反饋調節電路，這里使用電流模式進行反饋調整。如圖2所示，輸出電壓經分壓電阻采樣得到采樣電壓VFB，和參考電壓Vref通過誤差放大器比較并輸出誤差電壓Vea，另一電流檢測電路檢測流過電感的三角波電流，把采集到的電流信號轉化為電壓Vsense與Vea比較，經PWM比較器輸出控制邏輯信號。在PWM恒頻調制模式下，主功率管Q1開啟時刻由固定頻率時鐘決定，此時Vsense跟隨電感電流線性增加，當Vsense上升到與Vea相等時關閉Q1管，經過死區時間后打開同步整流管Q2，Vsense跟隨電感電流線性下降，直至下一周期時鐘信號關閉Q2管，打開Q1管[4]，如此往復完成開關過程。電流模式包含輸出電壓和電感電流雙路反饋，由于增加了對功率電路電流的檢測，電流模式天然具有逐周期限流的特點，且相比電壓模式具有對輸入電壓變化響應快、穩定性更好、輸出瞬態響應好、環路設計簡單等優點。

電流采樣部分需要采集功率回路上的電流參數，通常做法是在功率部分添加一個獨立的電阻元件將電流轉化為電壓，不過這會限制電路的最大負載電流，降低電路的效率，同時高精度檢測電阻會增加電路成本。這里使用測量電感的直流電阻的方法，如圖3所示，實際電感可以等效為一個電感和其寄生直流電阻DCR的串聯（電感的DCR一般在供應商手冊中標注出來）。將采樣電路接在電感兩端，只需保證檢測電路的時間常數和電感及DCR的時間常數相匹配，即（R1||R2）·C1=L/DCR，便可以通過檢測電感直流電阻上電壓的方式完成電流的測量[5]。其中電容C1應盡量靠近控制芯片，并且采樣電路要使用開爾文連接以盡量減小檢測誤差。使用電感的直流電阻完成電流采樣無需在主功率電路添加元件，是一種低成本且幾乎無損的檢測方式。

2? 電路設計

本次設計的電路輸入電壓范圍為20～40 V，額定輸入電壓28 V，輸出功率為5 V/2 A，輸出電壓紋波小于30 mV，空載與滿載下電路瞬態幅值小于150 mV，工作頻率設定為2 MHz，電路尺寸小于10×10 cm2。根據以上參數確定出功率部分元件參數，電感選用小型疊層電感，對比普通繞線電感，體積有較大優勢，不過由于電感結構和材質絕緣限制，只能應用于低壓小功率電路。電感選擇時需要注意對電感手冊中參數Isat（飽和電流）和Irms（溫升電流）的考量，Isat為電感進入（磁）飽和狀態下的電流，此時電感感量會迅速下降，對電流變化的阻礙能力下降，導致通過的電流急劇上升，增大交流損耗和輸出紋波電壓，廠家通常定義電感飽和電流為電感感值下降30%時的電流大小。Irms為電感能通過的最大電流，由于電感自身線圈電阻等原因，通過電流會使電感發熱，通常電感溫升電流定義為室溫環境下電感溫升達到40 K時的電流大小，需要注意廠家一般選用直流電流進行測試，電路實際工作時電感電流會疊加一個交流量?I，產生由電磁變化和線圈趨膚效應造成的交流損耗，該損耗隨著頻率的增加而增大，使電感實際溫升高于同等直流量的測試值，故選型時不僅要使最大工作電流小于電感額定電流，還需留有一定裕量。

功率管選用氮化鎵晶體管，氮化鎵材料具有寬禁帶寬度、高擊穿場強等綜合優勢。氮化鎵材料較大的禁帶寬度使得其在溫度較高和輻射較強時的本征激發載流子有限，這使氮化鎵材料具有耐高溫和抗輻射的特點，所以由氮化鎵材料制成的功率器件可以工作在更高的溫度范圍，降低對散熱措施的要求，縮小電路系統體積。同時氮化鎵材料的臨界擊穿電壓更高，遠超過硅基材料的臨界值，這使得氮化鎵功率器件可以做到非常高的耐壓值，滿足不同輸入電壓范圍的要求。

通過對比表1可發現，在同一功率范圍下，相比于硅功率管，氮化鎵功率管的導通電阻更小一些，由此產生的導通損耗也會按比例縮小。同時硅基功率管天然存在體二極管，當功率管關斷時，其體二極管中存在反向恢復電荷Qrr，一般在幾十nC之間，具體大小還要根據尺寸和特性而定，這部分電荷的損失使功率管產生額外的開關損耗，而氮化鎵功率管的反向恢復電荷為零，即不存在體二極管，同樣也不存在由體二極管的反向恢復帶來的損耗。在驅動能力方面，氮化鎵功率管的柵極電荷Qg更小，由驅動產生的損耗也會更小，更低的驅動損耗有助于提升工作頻率，從而進一步減小電源電路體積。不過氮化鎵功率管的驅動電壓范圍比傳統硅基功率管更窄，在設計時需要考慮驅動的匹配和布局的優化。

3? 測試結果及分析

為了測試本文所設計電源電路的性能，整體對電路進行全輸入電壓和全負載范圍測試，重點分析額定輸入電壓下性能表現。

測試結果表明全范圍條件下電路均能正常工作并滿足預期指標要求。在額定輸入電壓28 V時，電源變換器從空載到設定滿載范圍下輸出電壓穩定在5 V。滿載輸出的狀態時，輸出電壓的紋波峰峰值為25 mV，滿足設定指標30 mV。由于電路工作在2 MHz的較高頻率，濾波電路使用小體積的電感和較少的電容即可保持輸出紋波在合適的范圍內。

圖4為28 V額定輸入條件下電源效率曲線。通過測試可知電路在滿載時效率最高，可達94%，相比較采用硅基功率管的同等狀態下電源，使用氮化鎵晶體管減小了電路的開關損耗和導通損耗，使電源效率提高4%～5%。在輕載條件下，電路進入脈沖跳躍模式（PSM），此時控制器周期性跳出不必要的開關脈沖，和強制連續模式（FCM）相比，不僅消除了功率電路電流反向流動帶來的損耗，而且減少了由驅動和開關引起的損耗，電路主要依靠輸出電容的儲能維持輸出電壓的穩定，其效果在一定程度上增加了空載下輸出紋波幅值，但其損耗占比大幅降低，效率曲線仍然較為平坦。

瞬態測試條件下，額定28 V輸入電壓，負載由空載到滿載階躍時輸出電壓跌落幅值0.13 V，響應時間為200 us;負載由滿載到空載階躍時輸出電壓過沖幅值0.14 V，響應時間為220 us，均能滿足設計需求。如需進一步減小電路的瞬態幅值，可在此基礎上增加輸出電容容值，相應的瞬態的恢復時間也會延長。

4? 結? 論

本文設計了一款基于同步整流方式的BUCK電源變換器，功率管和同步整流管均使用氮化鎵晶體管代替硅基功率器件。分析了電路的基本工作原理，搭建并測試了試驗電路。測試結果顯示，使用氮化鎵晶體管代替硅基功率器件后電路能以較高的頻率工作，縮小了濾波電路體積。同時由于氮化鎵晶體管的開關損耗和導通損耗更小，輕載時電路工作在脈沖跳躍模式，使電路在全范圍內均可以保持較高的效率。

參考文獻：

[1] 利多，斯其頓，羅伊，等.氮化鎵功率晶體管——器件，電路與應用 [M].段寶興，楊銀堂，譯.北京：機械工業出版社，2018.

[2] 普利斯曼，比利斯，莫瑞.開關電源設計：第3版 [M].王志強，肖文勛，虞龍，等譯.北京：電子工業出版社，2010.

[3] 脫立芳.降壓型PWM DC-DC開關電源技術研究 [D].西安：西安電子科技大學，2008.

[4] 周阿鋮.峰值電流型脈寬調制降壓型DC-DC芯片的設計 [D].長沙：湘潭大學，2014.

[5] HUA L，LUO S G. Design considerations of time constant mismatch problem for inductor DCR current sensing method[C]//Twenty-First Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition.Dallas：IEEE，2006：7.

作者簡介：譚超（1979—），男，漢族，山東安丘人，高級工程師，本科，研究方向：電源及微波模塊設計工作。