具同步整流的有源箝位反激雙路輸出DC/DC變換器設計

金 陽, 張 森, 程 銘

0 引 言

隨著航天、航空等先進裝備中飛行控制、慣性技術、伺服技術等電子系統的飛速發展,對雙路輸出DC/DC變換器的效率和輸出電流提出了更高的要求。

雙路輸出DC/DC變換器設計常采用結構簡單、易實現多路輸出、可靠性高的反激電路拓撲。傳統反激電路拓撲二次側整流中的肖特基二極管正向導通壓降一般高于0.2 V,整流損耗在總損耗中占較大比例,需要采用低導通阻抗的同步整流管代替肖特基二極管,降低整流損耗[1]。同時,反激電路拓撲輸入電壓范圍寬,二次側同步整流電路驅動電路無法滿足寬輸入電壓的應用要求。因此,需要結合有源箝位技術將功率管上尖峰電壓箝位,實現一次側功率管的零電壓開通和同步整流管的零電流關斷,提升反激電路拓撲的效率和輸出電流。

通過對有源箝位反激電路拓撲、同步整流電路進行分析,完成電路仿真和樣機驗證,本文設計實現了一款14～40 V直流電壓輸入,±5 V/6 A雙路輸出DC/DC變換器,典型效率達86%,具有轉換效率高、輸出電流大等優點。雙路輸出DC/DC變換器采用厚膜混合集成工藝制作,能夠滿足航天、航空等高可靠電源應用領域的使用要求。

1 電路工作原理

1.1 有源箝位模式

反激電路拓撲中有源箝位電路有兩種模式:直接加在變壓器一次側兩端的高邊箝位和直接加在功率MOSFET管兩端的低邊箝位。

高邊箝位采用N溝道MOSFET管,比低邊箝位所用的P溝道MOSFET管易于選型。低邊箝位的優勢是驅動電路簡單,為了簡化電路結構,設計雙路輸出DC/DC變換器采用低邊箝位模式。低邊箝位電路如圖1所示。

圖1 低邊箝位電路

當功率開關管VT1斷開時,電路工作時勵磁電感上的電壓將會被箝位,忽略二次側整流管VD導通后變壓器漏感和箝位電容Cclamp之間的諧振,計算得到箝位電容Cclamp承受的電壓約為[2]

(1)

式中:Uc_clamp——箝位電容電壓應力;

N——變壓器匝比;

Uo——輸出電壓;

Lm——變壓器勵磁電感;

Lk——變壓器漏感;

Uin—— 輸入電壓。

當功率開關管VT1閉合后,其漏源極電壓被迅速拉低,此時箝位開關管VT2承受的電壓近似等于箝位電容Cclamp兩端的電壓。

1.2 有源箝位反激電路工作原理

有源箝位反激電路拓撲的工作模式與傳統反激電路一樣,分別為連續導通模式(CCM)、斷續導通模式(DCM)和臨界導通模式(BCM)。根據±5 V/6 A雙路輸出DC/DC變換器設計要求,反激電路工作于CCM模式時,一次側功率管與二次側同步整流管可能存在共同導通現象,產生較大的共通電流,大幅降低有源箝位反激電路的轉換效率。同時,隨著輸入電壓降低至14 V,該共通電流會持續增大。

為避免以上問題,在最低輸入電壓、最大占空比條件時,設計雙路輸出DC/DC變換器工作于BCM模式,反激變壓器的勵磁電流為雙向流動[3]。

BCM模式時,有源箝位反激電路每一開關周期的工作狀態可分為7個階段。有源箝位反激電路工作狀態(BCM)如圖2所示。

圖2 有源箝位反激電路工作狀態(BCM)

狀態1(t0～t1):一次側功率管VT1處于開通狀態,箝位管VT2和整流管VD處于關斷狀態,變壓器一次側繞組承受的電壓約等于輸入電壓,勵磁電流線性上升,能量存儲在勵磁電感Lm中。

狀態2(t1～t2):VT1關斷,VT2和VD保持關斷,一次側繞組勵磁電流為寄生電容充電,VT1漏源極電壓上升。

狀態3(t2～t3):VT1、VT2保持關斷,二極管VD2導通,勵磁電感Lm、漏感Lk和箝位電容Cclamp諧振,VT1和Cclamp的電壓諧振上升,此過程中,變壓器一次側電壓小于N·Uo,VD繼續保持關斷。

狀態4(t3～t4):VT1保持關斷,VT2開通,變壓器一次側電壓諧振至N·Uo,二次側VT3開通,變壓器兩端電壓被箝位,勵磁電感Lm向二次側傳輸能量,勵磁電流線性下降。漏感Lk與箝位電容Cclamp繼續諧振,在t4時刻漏感Lk電流諧振到0。

狀態5(t4～t5):漏感Lk與箝位電容Cclamp開始反向諧振,Lm繼續向二次側傳輸能量,勵磁電流線性下降至零,儲存的能量全部釋放完畢,二次側VD的電流降低為0并關斷。Lm重新串聯進入諧振回路,Lm和Lk的電流一起反向增加。

狀態6(t5～t6):二次側電流始終保持為0,一次側勵磁電流繼續反向增加,反激電路采用同步整流技術時,將為其實現ZCS關斷提供條件。

狀態7(t6～t7):VT2關斷,一次側勵磁電流向寄生電容充電或者放電。負向的勵磁使VT1電壓持續下降,在t7時刻,VT1電壓降為零,實現VT1的ZVS開通,反激電路重新進入新周期。

2 有源箝位反激電路設計

根據上述設計思路,對14～40 V直流電壓輸入,±5 V/6 A雙路輸出DC/DC變換器進行電路參數設計。

2.1 變壓器設計

變壓器設計為銅帶繞組平面變壓器,采用RM6型磁芯,磁材為TPW33。有源箝位反激電路在最低輸入電壓14 V時,最大占空比為0.65,變壓器匝數比N計算公式[4]為

(2)

式中:Uin(min)——最低輸入電壓;

Udson_SQ——功率管導通壓降;

Udson_SR——整流管導通壓降;

Dmax——最大占空比。

經查詢,磁芯截面積Ae為36.6 mm2;磁通密度變化量ΔBm設為0.25 T。根據磁通密度與匝數之間的關系,變壓器二次側匝數Ns計算公式為

(3)

式中:Dmin——最小占空比;

植物體內同化物的流動具有向庫性，和植物具有向光性都是植物的特性。植物具有向光性，但如果沒有光，植物的向光性就顯示不出來。同樣，植物體內的同化物，在沒有庫信號的情況下，也就只能停在原處不動?！靶←溩蚜５母晌镔|約有40%來源于旗葉，如果把正在灌漿的麥穗剪掉……結果同化物多以淀粉的形式積累于葉片中”[《植物生理學》（2016年7月第一版）（中國林業出版社）（第173頁第25行）]。這個實驗證實了同化物的移動與庫信號相關聯。

Ae——磁芯截面積;

fs——開關頻率;

ΔBm——磁通密度變化量。

DC/DC變換器的開關頻率為340 kHz,變壓器一次側電感Lm計算公式為

(4)

式中:Pin——輸入功率。

通過以上計算,有源箝位反激變壓器的匝數比N=4,二次側雙路線圈的匝數均為1圈,一次側線圈匝數為4圈,一次側線圈電感量為2 μH。

為保證反激變壓器一次側勵磁電流在諧振時能夠反向過零,在最低輸入電壓時,一次側勵磁電流的紋波系數需大于2[5]。將上述相關參數代入式(5)中檢驗一次側勵磁電流紋波系數λL為

(5)

式中:λL——勵磁電流紋波系數;

Io——輸出電流。

2.2 一次側功率管設計

一次側功率管承受的電壓應力Uds_Q和峰值電流Ipeak_Q的計算公式為

Uds_Q=Uin(max)+N·Uo

(6)

(7)

經計算,一次側功率管承受的電壓應力Uds_Q=60.8 V,峰值電流Ipeak_Q=9.4 A。按照軍用Ⅰ級降額要求,選取的功率管耐壓值為150 V,漏源極電流大于20 A。

2.3 箝位電容設計

首先,箝位電容的耐壓需滿足軍用Ⅰ級降額要求;其次,箝位電容需優選等效串聯電阻ESR較小的多層片式陶瓷電容。電容的容值大小主要根據以下條件確定:箝位電容與變壓器漏感的諧振周期遠大于功率管開關周期。

箝位電容承受電壓Uclamp計算公式為

(8)

根據諧振周期遠大于功率管開關周期的要求,箝位電容Cclamp容值計算公式為

(9)

式中:T——開關周期。

經計算,箝位電容承受的電壓應力Uclamp=57.5 V,電容容值Cclamp=0.27～1.1 μF。根據軍用Ⅰ級降額要求和電路調試,選擇耐壓200 V,容值為0.33 μF的多層片式陶瓷電容。

2.4 同步整流電路設計

DC/DC變換器輸出為±5V/6A,為提升轉換效率,雙路輸出需采用同步整流技術降低整流損耗。為保證同步整流電路可靠工作,其驅動電路設計非常關鍵。

一般反激電路中同步整流管驅動按驅動電壓獲取方式可分為外驅動和自驅動[6]?？紤]雙路輸出DC/DC變換器的小型化設計,結合反激變壓器采用結構簡單、驅動電壓可調的輔助繞組自驅動電路。通過變壓器輔助繞組T1D和T1E采樣驅動信號,輸出同步整流管的驅動電壓。雙路輸出同步整流電路如圖3所示。

圖3 雙路輸出同步整流電路

根據反激電路拓撲的工作原理,同步整流管的柵極驅動電壓通過變壓器輔助繞組T1D和T1E的匝數確定,驅動電壓跟隨輸出電壓變化,受輸入電壓影響小。通過合理設計匝比,同步整流管的驅動電壓設為5 V。

在最高輸入電壓時,反激電路中同步整流管VT1和VT2的電壓應力最大且基本一致?？紤]到漏感引起的電壓尖峰,同步整流管VT1和VT2的峰值電壓Uds_V計算公式為

(10)

在最低電壓輸入,滿載時同步整流管峰值電流Ipeak_V計算公式為

(11)

經計算,同步整流管VT1和VT2承受的電壓應力Uds_V=22.8 V,峰值電流Ipeak_V=30 A。按照軍用Ⅰ級降額要求,選取的同步整流管耐壓值為60 V,漏源極電流大于60 A。

3 仿真與實驗驗證

3.1 功率電路仿真

根據上述設計方案,采用Saber軟件對電路進行仿真驗證,驗證設計合理性。

功率管和箝位管漏源極電壓仿真波形圖4所示。

圖4 功率管和箝位管漏源極電壓仿真波形

同步整流管漏源極電壓仿真波形如圖5所示。

由圖4和圖5的仿真結果表明,上述設計方案的雙路輸出DC/DC變換器功率電路可以實現穩定工作。

圖5 同步整流管漏源極電壓仿真波形

3.2 樣機實驗驗證

按照上述有源箝位反激電路技術方案制作了實驗樣機。樣機性能參數如表1所示。

表1 樣機性能指標

一次側功率管、箝位管和同步整流管的漏極和柵極波形分別如圖6～圖8所示;輸出電壓啟動波形如圖9所示。測試結果表明實驗樣機滿足設計要求。

圖6 一次側功率管漏極和柵極波形

圖7 箝位管漏極和柵極波形

圖8 同步整流管漏極和柵極波形

圖9 輸出電壓啟動波形

實驗樣機在14 V、28 V、40 V輸入條件下,測試不同負載時效率。電源的損耗主要為變壓器損耗與功率管損耗。28 V輸入電壓時,變壓器損耗較為均衡,功率管導通損耗小,因此轉換效率較高,滿載效率達86%。效率曲線如圖10所示。

圖10 效率曲線圖

4 結 語

本文重點對有源箝位反激電路拓撲工作原理、有源箝位反激電路參數設計進行分析,設計了一款具同步整流的有源箝位反激雙路輸出DC/DC變換器。電路仿真和實驗樣機測試結果表明,DC/DC變換器在14～40 V輸入電壓范圍工作性能良好,效率高達86%,可廣泛應用于航天、航空領域,達到了設計目標要求。