一種低電流紋波電解電源及其控制方法*

王 同, 周 杰, 肖華根, 蘇敏超, 吳義虎

0 引 言

電解電源是銅箔電解、鋁電解、汽車電鍍等行業中的關鍵工藝設備,其輸出電流紋波的大小直接影響電解、電鍍產品的質量,研究低電流紋波電解電源對提高電解銅箔品質和電鍍效果具有重要意義[1-3]。

電解電源通常由前級AC/DC整流器和后級DC/DC變換器兩部分組成。三相電壓型脈寬調制(Pulse Width Modulation,PWM)整流器具有輸入電流正弦性好、功率因數高和可實現四象限運行的優點,消除了傳統不可控整流電路存在的輸入電流諧波含量大、功率因數低和能量不能回饋的缺點,三相電壓型PWM整流器已成為現代電解電源設備中前級AC/DC整流器的主流拓撲結構[4-8]。然而,不同工業領域對DC/DC變換器的輸出電壓和電流具有不同要求,后級DC/DC變換器是當前電解電源研究的重點[9-11]。

目前,增加前級AC/DC變換器輸入側三相交流電壓的脈波、后級DC/DC變換器中高頻變壓器二次側繞組多重化連接和提高高頻逆變器輸出電壓頻率是降低電解電源輸出電壓或輸出電流紋波分量的主要技術。在增加前級AC/DC變換器輸入側三相交流電壓的脈波方面,文獻[12-13]提出將一次側接線方式不同的多臺變壓器接入整流器,從而增加整流器交流側的脈波數量。該方案有效降低了交流側輸入電流中的諧波電流,但是該方案的硬件成本較高、結構復雜。在高頻變壓器二次側繞組多重化連接方面,文獻[14]提出了一種基于模塊化多電平中頻逆變器的中壓開關電源。該電源結構具有高效率、高輸入功率因數和高電能質量的優點,但是功率器件數量眾多,在某個模塊故障時DC/DC模塊缺乏獨立性工作特性。文獻[15]提出基于MOSFET的同步整流器,通過控制同步整流器中MOSFET的開關動作時序可有效降低輸出電壓紋波,但控制方法復雜。在降低DC/DC變換器輸出電壓紋波方面,文獻[16]提出在DC/DC變換器中增加6個依次相差60°導通的功率開關器件的方案,有效降低了功率器件的電壓應力,并能保證輸出電壓低紋波特性,但需要增加大量功率開關器件。文獻[17]提出不同類型的模塊化整流電源電路及逆變輸出電壓相位相互交錯的控制方法,該方案中各電源模塊的獨立性好,DC/DC變換器的輸出電壓紋波小。但是各模塊均采用獨立的前級AC/DC整流器,其DC/DC變換模塊的直流輸入電壓難以保持一致,會導致DC/DC變換模塊輸出電壓紋波錯相不均勻。

針對上述問題,本文提出一種基于多相半橋高頻逆變器交錯相位的模塊化低電流紋波電解電源拓撲結構及其控制方法,該方案具有電流紋波小和控制方法簡單的特點。

1 拓撲結構與電流紋波分析

1.1 拓撲結構與工作原理

電解電源典型拓撲結構如圖1所示,包括三相PWM整流器和DC/DC變換器兩部分。

圖1 電解電源典型拓撲結構

圖1中,虛線后的模塊化DC/DC變換器拓撲結構由n個DC/DC變換模塊組成。各DC/DC變換模塊的輸入端和輸出端分別并聯連接,每個DC/DC變換模塊由半橋高頻逆變電路、帶中心抽頭高頻變壓器和全波不可控整流電路組成。在控制方法上使每個DC/DC變換模塊中高頻逆變器輸出電壓的相位均等錯相,從而降低電解電源總輸出電流中的紋波幅值。

圖1中,三相交流電壓usa、usb、usc經三相PWM整流器得到直流電壓Udc,Udc由n臺單相半橋高頻逆變器獲得n相均等移相的交流電壓usx(x=1,2…n),交流電壓usx(x=1,2…n)經帶中心抽頭高頻變壓器、全波不可控整流電路及LC濾波器得到直流電流IDn,n個相位均等錯開的電流IDn并聯后得到負載電流IO。

1.2 電流紋波分析

根據圖1可得到單個全波不可控整流電路中相關參數的波形,全波不可控整流器的波形如圖2所示。三相PWM整流器輸出的高頻方波信號可以分解為以基波為主要成分的不同頻率和幅值的正弦信號,因此以正弦信號輸入為例分析圖1拓撲結構的輸出電流紋波。同時,銅箔電解電源的負載為低阻值的銅電解溶液,直流平波電抗器的電感值相對于負載阻值較大,不可控整流電路的直流側負載可近似為純感性負載,故直流側負載電流ID1近似為恒定直流[18]。

圖2 全波不可控整流器的波形

以第1組全波不可控整流器為例,控制us1為正弦交流電壓Umsinωt,則交流輸入電流is1(t)為圖2(d)的180°寬交流方波,其周期為2π。如果把時間坐標零點取在圖2的正弦波峰值時刻,則us1的表達形式為Umcosωt,is1(t)的傅里葉級數表達式為

(1)

忽略變壓器損耗,根據變壓器工作原理有

us1·is1=UD1·ID1

(2)

則

(3)

可見,UD1中的諧波分量以二倍頻分量為主。

當n=2時,控制us1、us2分別為

(4)

則

(5)

整理可得:

(6)

(7)

以此類推,由N(N為奇數)臺帶變壓器中心抽頭的全波不可控整流電路并聯構成電解電源時,第n臺高頻逆變器輸出電壓usn為

(8)

則n個DC/DC變換模塊并聯而成的電解電源的直流輸出電壓可表達為

(9)

對比式(3)、式(9)可知,若控制每個高頻逆變器輸出電壓的相位均等錯位,可以消除全波不可控整流電路輸出電壓中的低頻諧波分量,從而降低輸出電流的紋波系數。

2 低紋波電流控制方法

本文所提電解電源控制方法包括前級三相PWM整流器的直流側電壓控制方法和后級DC/DC變換器的控制方法。其中,前級三相PWM整流器的作用是為后級DC/DC變換器提供電能,并維持直流側電容電壓恒定,采用基于負載前饋的雙無差拍控制方法[13]。后級基于多相半橋逆變器均等錯相控制的DC/DC變換器是降低電流紋波的關鍵。

DC/DC變換器中每個DC/DC變換模塊的輸出電流控制方法保持一致,其中,單個DC/DC變換模塊及其輸出電流控制原理如圖3所示。

圖3 單個DC/DC變換模塊及其輸出電流控制原理

DC/DC變換模塊輸出電流與負載的關系是IO=UO/RL。因為負載是隨機變化的,而電解、電鍍等工藝需要恒定電流,則DC/DC變換模塊的輸出電壓應隨負載阻值變化進行調整,采用PI控制器對DC/DC變換模塊輸出電流進行控制,即

(10)

式中:kp1、ki1——PI控制器1的比例和積分系數。

令K為高頻變壓器變比,D為占空比,則DC/DC變換模塊的輸出電壓與中間直流電壓的關系為

(11)

可見,通過控制高頻逆變器上、下橋臂功率開關器件的導通占空比D,可實現DC/DC變換模塊輸出電壓的控制,采用PI控制器控制DC/DC變換模塊的輸出電壓為

(12)

式中:kp2、ki2——PI控制器2的比例和積分系數。

取隔離變壓器的變比為1∶1∶1時,由式(13)可得DC/DC變換模塊輸出電壓UO中的直流分量為

(13)

DC/DC變換模塊的控制原理框圖如圖4所示。

圖4 DC/DC變換模塊的控制原理框圖

根據勞斯穩定判據及控制系統指標要求,調試后可分別獲得內環和外環控制器的比例積分系數。

3 實驗分析

3.1 仿真實驗

仿真模型如圖1,主要參數:前級三相PWM整流器的交流輸入電壓為380 V,開關頻率為10 kHz;逆變器輸出交流電壓頻率及開關頻率分別為1 kHz和100 kHz。CBn為250 μF,高頻變壓器Tn的變比為1∶1∶1,LO為1 mH,CO為600 μF;后級DC/DC變換模塊的額定輸出電流為1 kA,采用0.008 Ω純電阻模擬電解電源負載。

為驗證電解電源輸出電流紋波的改善效果,不同DC/DC變換器結構及其相應控制方法的仿真結果如圖5所示。圖5中,IO1為單個DC/DC變換模塊輸出電流,IO3-new為3個DC/DC變換模塊并聯結構采用本文所提控制方法時的輸出電流,IO5-new為5個DC/DC變換模塊并聯結構采用本文所提控制方法時的輸出電流。

圖5 不同DC/DC變換器結構及其相應控制方法的仿真結果

由圖5可知,相對單個DC/DC變換模塊結構,采用本文所提拓撲結構及其控制方法時,電解電源的輸出電流紋波特性更優;隨著DC/DC變換模塊并聯數量增加,輸出電流最大峰峰值改善不明顯,但是輸出電流最大峰峰值的出現頻率大幅下降。

為驗證本文所提控制方法在降低奇數個DC/DC變換模塊并聯結構的直流輸出電流紋波系數方面的優越性,給出了奇數個DC/DC變換模塊并聯結構采用傳統控制方法的仿真結果如圖6所示,奇數個DC/DC變換模塊并聯結構采用本文所提控制方法的仿真結果如圖7所示。

圖6中,IO3為3個DC/DC變換模塊并聯且均采用相同傳統控制方法時電解電源的直流輸出電流,IO5為5個DC/DC變換模塊并聯且均采用相同傳統控制方法時電解電源的直流輸出電流。

圖7中,IO3-new為3個DC/DC變換模塊并聯且采用本文所提控制方法時電解電源的直流輸出電流,IO5-new為5個DC/DC變換模塊并聯且采用本文所提控制方法時電解電源的直流輸出電流。

對比圖6和圖7可知,基于相同主電路結構的電解電源,本文所提控制方法比傳統控制方法的輸出電流最大峰峰值及最大峰峰值出現頻率均減小。

圖6 奇數個DC/DC變換模塊并聯結構采用傳統控制方法的仿真結果

圖7 奇數個DC/DC變換模塊并聯結構采用本文控制方法的仿真結果

3.2 模擬實驗

為進一步驗證本文所提主電路拓撲結構及其控制方法的有效性,在電源樣機上進行了實驗對比。電解電源樣機如圖8所示。負載為0.05 Ω(由10個0.5 Ω電阻并聯而成),給定輸出電流為120 A,由于輸出的直流電流很大,在此用負載兩端的直流電壓說明其輸出電流效果。單個DC/DC變換模塊輸出電壓波形和5個DC/DC變換模塊并聯輸出電壓波形分別如圖9、圖10所示。

圖8 電解電源樣機

圖9 單個DC/DC變換模塊輸出電壓波形

圖10 5個DC/DC變換模塊并聯輸出電壓波形

對比圖9和圖10可知,本文所提電路結構及控制方法能有效改進電解電源輸出電流的穩定度。

綜上所述,采用本文所提拓撲結構和控制方法可以有效改善電解電源輸出電流的紋波特性,輸出電流最大峰峰值出現的頻率隨著DC/DC變換模塊并聯數量的增加而不斷下降。但是,隨著DC/DC變換模塊并聯數量的增加,輸出電流最大峰峰值下降較小。

4 結 語

本文所提低電流紋波電解電源通過控制多個DC/DC變換模塊中高頻逆變器輸出電壓的相位均等錯相,使各DC/DC變換模塊輸出電流中的部分紋波分量相互抵消,降低了電解電源總輸出電流中的紋波分量。仿真與實驗結果表明,該電解電源拓撲結構及其控制方法的主要特點:① 與單個DC/DC變換器結構比較,可有效降低電解電源輸出電流中最大峰峰值的出現頻率。② 與基于傳統控制方法的多個DC/DC變換模塊并聯結構比較,可有效降低電解電源輸出電流的最大峰峰值,改善輸出電流紋波。