適用于光伏直流并網發電的DC/DC變換器研究＊

張 帆,辛德鋒,柳 龍,孟向軍,梅桂芳

(西安許繼電力電子技術有限公司，陜西 西安 710075)

1 引言

目前光伏電站多采用交流并網發電方式，多個交流逆變器并聯會產生諧振、交流發電系統的效率較低、交流電能的無功諧波、以及交流線路損耗大等問題，制約光伏交流發電系統的發展和應用。隨著電力電子技術和直流輸電技術的發展和成熟，使得光伏電站采用直流電能并網發電成為可能。直流并網發電系統具有穩定性高、沒有無功和諧波等問題，并且同樣電壓等級下輸送能力更強、損耗更小等特點，成為解決目前光伏電站穩定問題和提高整體效率的有效方案。

對于雙向LLC 諧振型DC/DC 變換器已有多個文獻對其特性進行了研究，文獻[1]對于雙向LLC諧振DC/DC變換器的軟開關設計方法和增益特性進行了研究，文獻[2～3]對雙向LLC諧振的軟啟動方式進行了研究，文獻[4～5]對適用于直流電網的高壓大容量DC/DC拓撲進行了研究，但是對于適用于光伏直流并網發電的單向、高升壓比、高效率的DC/DC變換器相關的論文和研究較少。

現有應用于直流配電網的雙向DC/DC變換器，其變換器的變比通常接近于1比1，可實現能量的雙向流動[6-7]，也有采用雙向LLC 諧振實現變換器高效率的研究[8-9]，本文根據光伏直流并網發電的單向、高升壓比應用場景，采用單向LLC諧振實現變換器的高效率[10]，采用倍壓整流提高變換器的變比并減少開關器件的數量。

本文研究適用于光伏直流并網發電系統的單向DC/DC變換器，對單向LLC諧振DC/DC變換器的增益公式進行了推導，并對增益特性進行了分析，對輸出側倍壓整流的均壓特性進行了分析，最后研制出1臺65kW單向LLC諧振DC/DC變換器樣機，對于本文的理論進行了驗證。

2 單向LLC諧振DC/DC變換器工作過程

單向LLC 諧振DC/DC 變換器的電路原理圖如圖1 所示，其中IGBT 模塊Q1～Q4構成逆變側H 橋，Lr和Cr構成逆變側LC諧振網絡，采用高頻隔離變壓器TR進行電壓變換和電氣隔離，變壓器的變比為1比n，Lm為變壓器的勵磁電感，變壓器副邊D5、D6、C1、C2組成整流側的2 個橋臂，電阻R 為電容C1和C2的放電電阻。

圖1 單向LLC諧振DC/DC變換器

光伏單向LLC諧振DC/DC變換器啟動時，先通過太陽能電池板給母線電容Ci充電至額定電壓，則逆變側H橋的控制板卡和驅動帶電，然后啟動時，通過IGBT 模塊Q1～Q4的驅動脈沖移相，使得H橋輸出直流電壓脈寬逐漸增大，實現母線電容C1和C2電壓的緩慢增加，無電流沖擊[5]。

正常運行時，Q1和Q4的驅動脈沖完全相同，Q2和Q3的驅動脈沖完全相同，Q1和Q2的驅動脈沖互補，有一定的死區時間，用來實現Q1～Q4的ZVS(零電壓開通)；1 個開關周期，變換器可分為如圖2所示的4種工作模態。

圖2 穩定運行時模態分析等效電路圖

工作模態a：Q1和Q4開通(開通前勵磁電感Lm通過D1和D4續流，Q1和Q4是ZVS 開通)，電壓Vi施加在高頻變壓器原邊，由于Lr和Cr諧振，傳輸能量的電流波形為正弦半波；變壓器副邊輸出正弦半波通過D5向電容C1充電。

工作模態b：Q1和Q4關斷，由于傳輸能量的電流波形為正弦半波，Q1和Q4關斷的是勵磁電感Lm的電流峰值，D5的電流自然過零無反向恢復電流，在死區時間內，勵磁電感Lm通過D2、D3、Ci續流。

工作模態c：Q2和Q3零電壓開通，電壓Vi反向施加在高頻變壓器原邊，變壓器副邊通過D6向C2充電。

工作模態d：Q2和Q3關斷，Q2和Q3關斷的是勵磁電感Lm負向電流峰值，通過D6的電流為正弦半波，因此D6自然過零無反向恢復電流；死區時間內，勵磁電感Lm電流通過D1和D4續流，為Q1和Q4的ZVS開通提供條件。

如上述分析，單向LLC諧振DC/DC變換器在穩定運行過程中，實現了逆變側IGBT 模塊的ZVS 和準ZCS，實現了整流二極管D5和D6的ZCS，減小了IGBT模塊Q1～Q4和二極管D5～D6的開關損耗，提高了變換器的效率。

3 單向LLC諧振DC/DC變換器增益特性分析

圖1所示的單向LLC諧振DC/DC變換器的諧振頻率fr為：

當變換器的工作頻率為諧振頻率fr時，向輸出側傳遞功率，傳輸能量的電流波形近似正弦，可用基波分量法進行分析，即假設只有開關頻率的基波分量才能傳輸能量[8]，從而將變換器等效為一個線性網絡來分析其輸入輸出特性[9-10]。

圖3所示為圖1單向LLC諧振DC/DC變換器基波等效電路圖[11-12]，圖中Lr和Cr為變壓器原邊諧振電感和諧振電容，Lm為變壓器勵磁電感，Ln為變壓器TR副變漏感L2在變壓器原邊的等效，Req為變壓器副邊等效負載[13]。

圖3 基波分析等效電路圖

ω為開關角頻率，依據圖3可求得DC/DC變換器的增益表達式為：

定義k=Lm/Lr，=Ln/Lr，ωn=ω/ωr；并將品質因數Q=[13]帶入(2)式，并整理、簡化可得：

變換器正常運行時增益的表達式為：

由(4)式可知，k取值越大，Q和對增益M的變化影響越小。當k=30=1時，不同Q和不同ωn值時，增益曲線如圖4所示。由圖4可知，增益M隨著Q增大而減小，當ωn大于0.5時，隨著ωn增大，增益M減小。

圖4 增益M和Q、ωn關系曲線

由(4)式可知當ωn=1 時，電路的工作頻率為Zr的諧振頻率，此時Zr為零，M(ωn)的表達式如式(5)所示，可知變換器的增益與變壓器副邊的漏感和負載大小有關，與k 的取值無關，變壓器副邊漏感越小單向LLC 諧振變換器的增益越接近1。

單向LLC 諧振DC/DC 變換器當電路的工作頻率接近于LrCr的諧振頻率時，此時ωn近似為1，變換器的增益特性如式(5)所示，此時Q和取不同值時，變換器的增益M 曲線如圖5所示增益曲線，當取值大于1時，隨著Q值的變大，即傳輸功率的增大，變換器的傳輸增益快速減小。

圖5 Q、λ取不同值時增益曲線

4 倍壓整流自均壓特性分析

如圖1所示單向LLC諧振DC/DC變換器，變壓器副邊也可以采用全橋整流方式，設計輸出電壓為U，輸出電流為i時全橋整流和倍壓整流對比如表1所示，為了減小隔離變壓器TR的變比，本文選用倍壓整流的方式(采用相同規格的二極管，二極管的導通壓降為VF)。

表1 全橋整流和倍壓整流對比

如上文分析，圖1所示單向LLC諧振DC/DC變換器在正常運行情況下，高頻變壓器輸出的正半電流波給C1充電、負半電流波給C2充電，因此C1和C2的電壓是相等的，變換器可均壓穩定運行。

如圖1 所示倍壓整流拓撲，在變換器正常運行過程中，在一個開關周期的前半周期給C1充電，后半周期給C2充電，變換器電路拓撲相同，U為變壓器副邊輸出電壓，給C1和C2充電的阻抗相同為Zr，則給C1和C2的充電電流為：

由于C1和C2串聯給輸出供電，所以C1和C2的輸出電流i相同，C1和C2的電容值相同均為C，根據U=Q/C，可得電容電壓和的表達式為：

由(9)式可知，當電容C1和C2的容值相同、給電容充電的阻抗Zr相同時，和的差值與其他參數無關，其電壓差為負值，形成負反饋，直到和再次相等。

由上述分析可知，變換器正常運行時，出現某個擾動使得輸出母線電容電壓，則變換器電容C1的輸出功率大于C2的輸出功率，C1的輸入功率小于C2的輸入功率，即倍壓整流電路使得減小增大，直到和再次相等。同樣當出現某個擾動使得時，倍壓整流電路使得

根據上述分析結果，采用表2 所示參數搭建仿真模型，設置電壓和的初始電壓分別為DC6kV 和DC3kV，穩定運行時和的電壓仿真波形如圖6 所示，可知的電壓逐漸減小的電壓逐漸增大，最終實現電壓相等。

圖6 自均壓仿真波形

5 單向LLC諧振DC/DC變換器設計

根據上文分析可知，設計隔離變壓器TR時盡可能減小變壓器副邊的漏感，變壓器的原副邊漏感與變壓器原副邊繞組的匝數平方成正比；相同電壓等級，變壓器繞組匝數越少，繞組間的絕緣要求越高，變壓器的設計難度也越大[14]；即漏感小、變比大的高頻隔離變壓器設計難度也較大。

根據上文分析的單向LLC諧振DC/DC變換器的特性，由于本文研制的DC/DC 變換器輸出側電壓較高，如表1 所示，為了減小變換器的高頻隔離變壓器TR的變比，進而降低變壓器的設計和制作難度，本文研制的DC/DC變換器高壓側采用倍壓整流電路。

由上文的分析和計算可知，變壓器副邊漏感L2越小，變換器的增益特性越穩定，但是工程應用中變壓器副邊的漏感與原邊漏感Ls如(9)式所示關系(變壓器的變比為n)，因此隔離變壓器原邊的漏感Ls和變比n 確定了高頻變壓器副邊漏感，如果按照之前的設計方案將諧振電感Lr與變壓器的漏感合二為一[14]，會導致L2過大，因此將DC/DC變換器的諧振電感設計為外置電感和變壓器原邊漏感兩部分，并且設計變壓器盡可能小的原邊漏感，從而減小高頻隔離變壓器副邊漏感L2。

綜合考慮DC/DC 變換器的增益特性和高頻隔離變壓器的設計和制作難度，本文設計變換器的諧振電感Lr為21uH，高頻隔離變壓器原邊漏感為6uH，即副邊漏感等效到原邊為6uH，則=6/21=0.29，如圖5 所示，=0.29 時隨著Q 的變化，變換器隨負載變化的增益穩定并且接近于1。

本文研制的單向LLC諧振DC/DC變換器應用于DC±35kV 電壓等級的直流配電網，其并網側需要多個DC/DC變換器串聯，光伏輸入側采用并聯的方式，為了確保多個DC/DC變換器傳輸能量工作的一致性和可靠性，同時由于本文的單向LLC 諧振DC/DC 變換器采用開環定頻的控制策略[14](應用于光伏直流發電系統，前級有實現MPPT 功能的變換器，該變換器可以實現系統的控制功能和功率調節功能)，因此需要在fr即諧振頻率附近，使得諧振網絡雙向傳輸能量的增益曲線平滑而且增益接近于變壓器的變比[10]。

依據上文中單向LLC 諧振DC/DC 變換器的增益公式和傳輸特性，以及不同Q 值、不同k 值和不同值變換器的增益曲線，本文取Q=0.3、k=30。設計變換器的額定工作頻率為10kHz，則fr=10kHz，結合k 與Q 的取值，共3 個方程，即可計算出諧振網絡Lm、Lr、Cr的數值，并且根據諧振電容選型參數表和軟開關仿真情況，將諧振網絡取值優化如表2所示[15-16]。

依據IGBT 模塊的等效結電容Cs，采用公式(10)核算變換器傳輸能量時，IGBT模塊ZVS的實現情況，式中fr為變換器的開關頻率，tdead為驅動脈沖死區時間[17-18]。

6 試驗驗證

根據本文所提出的設計思路和方法，研制了額定功率為65kW的單向LLC諧振DC/DC變換器，變換器主要技術參數如表2所示，其中諧振電感Lr由外置電感和變壓器原邊漏感組成。

表2 變換器參數表

圖7 所示為65kW 單向LLC 諧振DC/DC 變換器實物圖，搭建測試平臺，對單向LLC 諧振DC/DC 變換器的軟開關和增益特性進行了測試。

圖7 單向LLC諧振DC/DC變換器實物圖

圖8所示為變換器穩定運行時軟開關測試波形，由(a)圖可知，驅動脈沖上升沿在IGBT 模塊電壓降到零之后，即實現了IGBT 模塊的ZVS；由(b)可知，H 橋逆變輸出電流接近正弦波，即實現了IGBT 模塊的準ZCS，變壓器高壓側輸出電流波形近似正弦波，即實現了整流側二極管的ZCS。

圖8 變換器穩定運行時軟開關測試波形

變換器的不同功率效率曲線如圖9所示，約運行在40%負載時，變換器最高效率為98.22%，滿載運行時效率為96.46%。

圖9 變換器增益曲線

本文研制的單個DC/DC 變換器額定功率為65kW，其增益特性滿載時比設計值偏小約1.5%，滿足設計要求。變換器輸入電壓為DC820V，輸出電壓為DC9kV，升壓比為11倍；8 個DC/DC 變換器組成IPOS 拓撲裝置，額定功率為500kW，輸出電壓為DC±35kV。

本文研制的高效率、高升壓比DC/DC變換器已在張北工程現場并網投運，運行狀況良好(該工程為國內首個DC±35kV光伏直流并網工程)。

7 結束語

針對適用于光伏直流升壓變換的應用場景，本文采用單向LLC 諧振實現開關器件的軟開關，從而提高直流變換器的效率，采用大變比高頻隔離變壓器和倍壓整流電路實現變換器的高升壓比；在一個開關周期內，對單向LLC諧振DC/DC變換器采用倍壓整流的電路。分析了電路的工作過程和軟開關的實現方式,并且對于倍壓整流的自均壓特性進行了計算與分析。按照不同Q 值、k 值、值和ωn值的增益曲線，依據增益特性平滑的設計要求，采用減小高頻隔離變壓器副邊漏感的設計，并且根據軟開關的仿真結果，設計65kW 單向LLC諧振DC/DC變換器的諧振參數，并且研制出單臺樣機，對DC/DC 變換器的軟開關和效率進行了測試，驗證了本文提出的設計方法。本文研制的單向LLC 諧振DC/DC變換器采用開環定頻的控制方式，應用于光伏直流升壓的場景時，需要增加實現MPPT功能和閉環控制的電路。