S波段旋轉式高功率微波移相器

胡繼軍,石 俊,蔡 杰,李天明, 李 浩,胡 標,汪海洋,周翼鴻

(1.北京遙測技術研究所,北京100076;2.電子科技大學電子科學與工程學院,成都610054)

高功率微波移相器能夠對導行波的相位進行調控,是高功率微波系統中實現功率合成和波束掃描功能的關鍵器件[1]。微波移相器按移相機理大致可分為機械式波導移相器和電控式數字移相器。其中,電控式數字移相器在功能實現上依賴于鐵氧體[2-3]、鐵電體[4-5]、半導體[6-7]、液晶[8-9]等介質材料,在高功率下存在介質擊穿問題,使電控式數字移相器不適合直接應用于高功率微波系統;機械式波導移相器因其空心金屬波導結構而具有兆瓦乃至吉瓦量級的功率容量,因此在高功率微波領域中常采用機械式波導移相器。

根據移相原理,近年來報道的機械式波導移相器主要可分為基于電長度可調原理及傳播系數可調原理的拉伸式移相器[10-14]和基于線-圓極化轉換的旋轉式移相器[15-20]。其中,拉伸式移相器具有結構簡單和易于驅動的優勢,但直線移動的拉伸式活塞難以在緊湊化設計下實現大范圍、高精度的線性移相;基于線-圓極化轉換原理的旋轉式移相器具有移相精度高、移相范圍大的特點,但移相段的機械旋轉結構較為龐雜且不易驅動。通過調研可知,現有的機械式波導移相器在結構緊湊性、移相范圍、移相精度及驅動簡易度等方面難以做到統籌兼顧。因此本文的目的在于設計一款綜合性能優秀的移相器。

本文基于電長度可調的移相原理,設計了一款新型旋轉式高功率微波移相器。該移相器將波導窄邊縫隙電橋與環形移相段相結合,并設計了具有扼流結構的旋轉式活塞,具有結構緊湊、易于驅動、移相范圍大、移相精度高及功率容量大的特點。

1 移相器的仿真設計

1.1 整體結構及功能

本文設計的旋轉式移相器主要由兩個折角彎波導、波導窄邊縫隙電橋及環形移相段構成,其結構透視圖如圖1所示。其中：a為波導臂的寬邊長度;b為波導臂的窄邊長度。

圖1 旋轉式移相器的結構透視圖

微波由波導窄邊縫隙電橋的一個彎波導端口輸入,經過中央耦合區后傳輸至環形波導移相段的兩路微波傳輸通道,到達活塞的短路面后被反射,最終由波導窄邊縫隙電橋的另一個彎波導端口輸出。通過旋轉轉軸改變活塞短路面的位置,改變微波在移相段內的電長度,從而實現移相功能。

1.2 波導窄邊縫隙電橋的設計

旋轉式移相器的波導窄邊縫隙電橋由兩個具有公共窄邊的直波導構成。圖2為波導窄邊縫隙電橋的平面結構示意圖。其中：1,2,3,4為電橋的四個波導臂,即耦合區的四個端口;W為中央耦合區的寬度;L為中央耦合區的長度;h為隔片厚度。

圖2 波導窄邊縫隙電橋平面結構示意圖

選擇合適的W值可使其內部僅能傳輸TE10和TE20模式微波,選擇合適的L值可使兩個模式的微波通過耦合區后的相位差為π/2。若端口1作為輸入端,端口3和端口4未被短路時,微波將在耦合端口3和直通端口4平均輸出,端口2將被隔離;當端口3和端口4被短路并作為移相端時,波導窄邊縫隙電橋將構成一個兩端口的移相器,端口1輸入的微波將由端口2輸出,此時改變短路面的位置,可以改變微波的電長度,從而實現移相的功能[11,21],該移相器的散射矩陣S可表示為

(1)

其中：β為傳播常數;l為活塞移動距離。

由于L及寬度W會影響電橋的帶寬、傳輸系數和相移曲線線性度等指標,經過CST Microwave Studio仿真優化后,選取波導臂a為77.7 mm,b為36.52 mm,L為140 mm,隔片厚度h為4 mm。仿真得到工作頻率為2.8 GHz時,波導窄邊縫隙電橋的插入損耗S11及輸出相位φ隨活塞拉伸距離l的變化關系如圖3所示。由圖3可見,在將活塞拉伸100 mm的過程中,插入損耗小于0.125 dB,相移曲線具有良好的線性度。

(a)S11 vs. l

(b)φ vs. l

1.3 環形波導移相段的設計

為了解決拉伸式活塞移相器結構不夠緊湊的問題,本文將傳統的直波導移相段彎曲成環形波導移相段。圖4為環形波導移相段的截面示意圖。由圖4可見,環形波導移相段為圓弧形側壁的柱狀空腔,圓弧的半徑R=r+b,腔壁中央開有軸孔用于裝設轉軸和短路活塞。由于環形波導移相段轉軸半徑r會影響移相段的功率容量、移相精度和結構緊湊性,綜合考慮后,取r為20 mm。由上述參數可得相移量Δφ與活塞旋轉角度θ的關系為

(2)

其中,λ為真空中電磁波的波長。

圖4 環形波導移相段的截面示意圖

1.4 扼流結構的設計

短路活塞分為接觸式和非接觸式兩種,接觸式活塞存在磨損和打火問題,在實際應用中常采用基于四分之一波長阻抗變換原理的非接觸式活塞。因此設計了適配環形波導移相段的非接觸式扼流活塞,圖5為環形波導移相段扼流結構的截剖面示意圖。該結構包括扇形扼流活塞和軸面扼流結構。由于扼流活塞與軸面扼流結構的弧面、環形波導E面、環形波導H面之間均存在間隙,因此活塞在旋轉過程中不存在金屬接觸。

(a)Ring-shaped waveguide

(b)Choke structures

扼流活塞扇形部分的角度為θ1,扼流活塞結構扇形部分的弧面半徑R2=R-d1,d1為扼流活塞與環形波導E面之間的間隙,活塞的扼流槽槽口寬度為w1,內部槽深為h1,開槽角度為θ1,活塞兩側扇形端面與波導H面之間的間隙為d3;軸面扼流結構的弧面半徑r2=r1+d2,d2為活塞的轉軸與軸面扼流結構之間的間隙,軸面扼流結構扼流槽的上表面與轉軸的水平中心線齊平,槽口寬度為w2,內部槽寬為w3,內部槽深為h2。經CST仿真優化后,取d1=d2=0.5 mm,d3=1 mm,w1=2 mm,w2=3 mm,h1=8 mm,h2=15 mm,θ1=30 °,θ2=15 °,w3=16 mm,扼流結構金屬板最薄處為4 mm。將扼流結構的扼流活塞旋轉至不同角度u時,環形移相段微波的駐波系數隨工作頻率的變化關系如圖6所示。由圖6可見,工作頻率為2.7～2.9 GHz,旋轉角度為0,60°,120°,180°時,駐波系數均大于104。

圖6 不同旋轉角度下微波的駐波系數隨工作頻率的變化關系

1.5 彎波導過渡段的設計

由于波導窄邊縫隙電橋的兩個端口過于靠近,難以設計法蘭接口,為了便于接入高功率微波系統,設計了H面折角彎波導,圖7為H面折角彎波導結構示意圖。

圖7 H面折角彎波導結構示意圖

其中,輸入端矩形波導截面長a1為77.7 mm,寬b1為36.52 mm(與紙面垂直),過渡段長度為L;折角尺寸為x。輸入端經過渡段轉換后形成BJ 32標準矩形波導。經仿真優化后,x=51 mm,L=30 mm,仿真結果如圖8所示,在2.7～2.8 GHz的頻率范圍內,回波損耗由于35 dB,高于99.96 %,VSWR 小于1.04。

(a)Return loss and insertion loss

(b)VSWR

2 整體仿真結果

確定了移相器各部件的結構參數后,對移相器整體進行仿真計算,微波由波導窄邊縫隙電橋的一個端口注入,將扼流活塞從初始位置旋轉至180 °,記錄旋轉過程中各角度對應的回波損耗、插入損耗、輸出相位及最大電場強度。圖9和圖10為上述記錄中的部分結果。其中：圖9為工作頻率為2.8 GHz時,移相器的回波損耗、插入損耗和輸出相位隨活塞旋轉角度θ的變化關系;工作頻率為2.7 GHz時,取得不同相移量和取得最大電場強度時的電場分布如圖10所示。結合圖9、圖10及整體的仿真結果可得：在工作頻率為2.7～2.9 GHz范圍內,移相器的最大插入損耗為0.2 dB,移相范圍大于360°,中心頻率2.8 GHz處的最大插入損耗小于0.1 dB,扼流活塞每旋轉1°,輸出端相位改變3.29°;微波注入功率為0.5 W時,在目標頻段內頻率為2.7 GHz,旋轉角度為94°時,取得電場強度最大值為1 500 V·m-1。

移相器的功率容量Pmax可通過下式進行估算

Pmax=Pinput×(Ethreshold/Emax)2

(3)

其中：Pinput為微波注入功率;Emax為仿真得到微波的最大電場強度;Et為真空中金屬表面擊穿電場強度,可由Kilpatrick準則[22]得到,表示為

(4)

其中,f為微波頻率。

在仿真過程中,當Pinput為0.5 W,f為2.7 GHz時,Emax為1 500 V·m-1,由式(4)可得Et為45 MV·m-1,將Et,Pinput,Emax代入式(3)可得功率容量Pmax理論值為450 MW。在得到最大電場強度的情況下,不改變頻率和活塞旋轉角度,可將0.5 W的輸入功率提高至450 MW,此時移相器內部微波的最大電場強度為44.25 MV·m-1,低于該頻率下真空中金屬表面擊穿電場強度,因此該移相器在2.7～2.9 GHz頻段內的功率容量至少為450 MW。

(a)Retum loss

(b)Insertion loss

(c)Output phase

(a) 0°

(b)90°

(c) 180°

(d) Maximum electric field intensity

3 結論

本文基于電長度可調原理結合仿真軟件,設計了一款S波段旋轉式高功率微波移相器。與傳統拉伸式移相器相比,該移相器具有結構緊湊、驅動方式簡單、移相范圍大及移相精度高的優勢。仿真結果表明：在2.7～2.9 GHz的工作頻段內,該移相器的移相范圍大于360 °,插入損耗小于0.2 dB,功率容量大于450 MW,在2.8 GHz處,輸出端相移量與活塞旋轉角度比值為3.29。本文所設計的緊湊型旋轉式移相器能夠滿足高功率微波系統的發展需要,可為下一步的研制和應用提供參考。