基于諧波控制網絡的雙頻高效率功率放大器

文 翰,馮文杰

(華南理工大學廣東省毫米波太赫茲重點實驗室,廣州510641)

隨著對高速率通信和高質量信息服務的需求不斷增加,現代通信系統必須進行相應的更新。無線通信系統的各種標準,如寬帶碼分多址( wideband code division multiple access,WCDMA)、長期演進(long term evolution,LTE )和全球互操作性微波接入(world interoperability for microwave access,WIMAX)等,促進了對支持多頻段運營模塊的重視和研究,提高了電信設備的集成度,降低了設備成本。

為實現雙頻工作模式的同時提高功率放大器(power amplifier,PA)的性能,研究人員嘗試采用開關、耦合線、變容二極管和其他可重構組件等電子可調諧器件[1-3]設計雙頻功率放大器,但采用此類設計的雙頻功放實際上仍是單頻帶功放,需額外的控制電路切換頻率,這會使整個電路尺寸變大,相應的成本也會增加。此外,該類設計方案并不能實現并發工作,在實際應用中不夠方便。文獻[4-7]通過對無源雙頻器件的進一步研究,將其應用于功率放大器中,在兩個工作頻率處匹配最優阻抗,使功放能夠實現對有效雙頻信號的放大。

為了實現高效率功率放大器,保證其盡可能低的功耗,必須使晶體管輸出電壓和電流的時域波形交替出現而不重疊。因此,為了滿足相應的負載阻抗條件,文獻[8-10]提出了不同的PA模式,如F類和逆F類,包括其連續模式,已成為當前高效率PA的主要候選模式。然而,這些PA需要精確地控制多個諧波終端,使漏極電壓和電流波形變為方波或半正弦波。特別是對于雙頻PA,如果同時考慮二次諧波和三次諧波,電路的計算會比較復雜。因此為了克服高次諧波負載阻抗條件,Cripps和Wright等[11-12]創新地提出了一種J類PA模式的設計方法,只需將二次諧波阻抗設置在史密斯圓圖的虛部范圍,這在實際工程中易于實現,且可獲得寬帶特性。目前J類功率放大器在理論上已逐步得到完善,新型J類功率放大器的研究還在不斷開展。

本文提出了一種基于寄生網絡的2.4, 3.5 GHz雙頻高效率阻抗型連續J類功率放大器,采用多根帶枝節微帶線結構控制雙頻段基波匹配和抑制二次諧波。分析了該J類功放的設計理論與過程,并進行了模擬仿真,驗證了設計方法的正確性和優勢。

1 理論與設計過程

圖1為雙頻阻抗型連續J類模式功率放大器電路原理圖。該電路的設計需考慮有源器件的選擇、寄生參數模型、阻抗型J類PA的阻抗空間及設計過程。

1.1 有源器件的選擇

只有準確地描述器件的非線性行為,最終才能更好地進行加工測試。為了提高在2.4 GHz和3.5 GHz時功率放大器的效率和輸出功率,必須準確確定電流源(I.Gen)平面(也稱本征漏極平面)的最佳雙頻輸出基波阻抗和二次諧波阻抗。首先選擇合適的晶體管,常見的商用GaN HEMT晶體管,如Wolfspeed公司的 CGH40010,其工作頻率只能達到6 GHz,大于6 GHz時,模型將和實際不吻合;第二代晶體管模型CG2H40010F的工作截止頻率能達到8 GHz,且在其他性能上具有明顯的優勢。由于工作頻率為3.5 GHz時,PA的二次諧波頻率為7 GHz,因此,選擇晶體管CG2H40010F作為有源器件進行下一步實驗。

1.2 寄生參數網絡模型

考慮到所提出的阻抗型連續J類雙頻PA對高精度寄生網絡的需求,本文采用了一種簡化的單端口小信號寄生參數建模技術,建立了帶有外部寄生元素的非線性GaN HEMT等效電路半物理模型,如圖2所示。圖2中：Cds為漏源電容;Rd為漏極電阻;Ld為漏極電感;Cpad為焊盤電容;Lbond為鍵合線電感;Cpin為引腳電容;Lpin為引腳電感。寄生網絡模型元件參數如表1所列。

表1 寄生網絡模型元件參數

由于PA大信號參數中的效率和功率與電流及電壓具有強相關性,本文在晶體管CG2H40010F封裝平面漏極設置與寄生參數網絡相對應的負對稱去嵌網絡。圖3為設置負對稱去嵌網絡前后CG2H40010F的電壓與電流的幅度與相位隨頻率的變化關系。由圖3可見,在0～8 GHz設置負對稱去嵌網絡的CG2H40010F的仿真結果與CG2H40010F本征參數高度一致,可確定該寄生網絡模型與晶體管內部本征模型達到高度吻合。

(a)I and I-phase vs. frequency

(b)V and V-phase vs. frequency

1.3 阻抗型連續J類PA的阻抗空間理論

為提升效率且簡化設計,雙頻功率放大器設計中采用了阻抗型J類PA模式[13]的阻抗設計空間。定義電壓波形為vJ(θ),可表示為

vJ(θ)=VDD(1-cosθ)(1-αsinθ)(1+βcosθ)

(1)

其中：α為抗性參數,β為阻性參數,分別作用在等電阻圓和等電抗弧上對J類阻抗空間進行延展,α∈[-1,1],β∈[0,1];VDD為晶體管漏極電壓;θ為角度。

vN為N階電壓波形,可表示為

“我認為，人們會想要完成所有那些事，”瓦爾科維奇說——去往月球，去往火星，派更多飛船前往太陽系中的其他地方，“許多爭論來自這項事實，即太空探索要耗費大量資源，而資源投入是有限的?！蹦且馕吨邢薜呢斦Y助（尤其是因為就算是那些私有的太空探索公司，常常也要仰賴于政府的合同）和有限的時間：假如探索者聚焦于月球，就算是作為探索的前奏的話，那也很可能耽擱人類的火星之旅。

(2)

其中：vN,R為實部參數;vN,X為虛部參數。

將式(1)按式(2)的形式進行擴展

α(1-β)sinθcosθ-βcos2θ-αβsin3θ

(3)

B/J類電流波形可表示為

(4)

其中,Imax為工作的最大電流。

B/J類PA的N階阻抗ZN可表示為

(5)

(6)

(7)

其中：Ropt為最優基波阻抗。令Vknee=0,Ropt可表示為

(8)

通過Matlab計算式(6)和式(7),其中：α∈[-1,1],步進取為0.2,β∈[0,1],步進取為0.1,將計算所得Z1,Z2的數據集導入軟件Origin,在史密斯圓圖上進行作圖繪制,電流源平面阻抗型連續J類PA基波和二次諧波阻抗設計空間如圖4所示。其中,黑色散點為基波阻抗空間,紅色散點為二次諧波阻抗空間。由圖4可見,阻抗空間有極大的擴展,而不僅局限于特殊阻抗點。

圖4 電流源平面阻抗型連續J類PA基波和二次諧波阻抗設計空間

1.4 雙頻J類PA阻抗控制電路

為方便起見,通過ADS軟件的負載牽引系統選擇最優阻抗時,雙頻的基波阻抗選為同一阻抗(36+20 j)Ω。圖5為雙頻多枝節J類PA阻抗控制電路示意圖。傳輸路徑主路上的3段黃色微帶線負責進行2.4,3.5 GHz的雙頻匹配及將最優復數阻抗轉換為實阻抗便于后續工作;下方的藍色雙段微帶線枝節等效為EllipticLC串聯諧振網絡,提供4.8 GHz處急速下降的零點,上方藍色接地微帶線枝節等效為接地電感,提供7 GHz處的零點,并與漏極偏置電路共用;上下微帶線枝節分別抑制工作頻率為3.5,2.4 GHz時的二次諧波,并將其阻抗設置在史密斯圓圖虛部。

圖5 雙頻多枝節J類阻抗控制電路示意圖

圖6為雙頻阻抗控制網絡的S參數及史密斯圓圖上阻抗隨頻率的變化關系。其中：m1,m2分別為工作頻率2.4,3.5 GHz;m3,m4分別為2.4,3.5 GHz對應的二次諧波頻率。由圖6可見,m1,m2,m3,m4均到達了圖4中的目標連續J類阻抗空間內,滿足了功放效率提升的理論條件。

(a)S-parameters

(b)Smith chart

1.5 雙頻PA原理圖與版圖

圖7為基于上述的設計步驟及理論提出的雙頻阻抗型J類功率放大器原理圖與版圖。主要包括有源器件晶體管、雙頻J類阻抗控制網絡、RC穩定網絡、雙頻輸入和輸出匹配網絡。為滿足回波損耗條件,雙頻輸入和輸出匹配網絡均利用多段階躍阻抗串聯傳輸線段對2.4,3.5 GHz的基波阻抗進行匹配。

(a)Schematic diagram

(b)Layout

2 測試結果分析

本文的雙頻PA電路板采用羅杰斯公司的Rogers 5880板材,介電常數為2.2,厚度為0.51 mm,損耗正切為0.000 9。電路的銅皮厚度為35 μm。為了驗證雙頻功率放大器的性能,根據圖7所示版圖結構進行了實物制作,圖8為雙頻功率放大器實物與測試圖。

(a)Photograph

在直流測試過程中,需調節柵壓使漏極電流與仿真時一致。圖9為該雙頻PA的小信號S參數測試結果。其中S11,S22,S21分別為輸入回波損耗、輸出回波損耗、傳輸插入損耗。由圖9可見：在低頻段最高增益處對應的頻率為2.25 GHz;在高頻段最高增益處對應的頻率為3.4 GHz,且高頻的S11有失配現象;PA的二次諧波抑制頻率為4.3 GHz與6.8 GHz;雙頻PA帶寬為150～200 MHz;輸出回波損耗S22在頻段內表現較好。對本設計原定標準的工作頻率2.4,3.5 GHz和實測小信號增益最高點對應頻率2.25,3.4 GHz的大信號參數進行了連續波測試,結果如圖10所示。由圖10可見：在低頻2.25,2.4 GHz處,峰值漏極效率分別為65%,63.7%,飽和輸出功率分別為為41.5,40.4 dBm,線性增益分別為 17.3,15.4 dB,飽和增益分別為9.5,8.3 dB;在高頻3.4,3.5 GHz處,峰值漏極效率分別為69.2%,60.3%,飽和輸出功率分別為41.1,39.5 dBm,線性增益分別為 15.4,12.7 dB,飽和增益分別為9.1,7.5 dB。

圖9 雙頻PA小信號S參數測試結果

(a)Low-frequency

(b)High-frequency

本文與近年來其他雙頻PA的性能對比如表2所列。由表2可知,本文設計的雙頻2.4,3.5 GHz高效率阻抗型連續J類功率放大器在飽和增益、飽和輸出功率和峰值漏極效率上均有良好的性能表現,同時驗證了設計方法的正確性和優勢,為今后的工作提供了思路。

表2 雙頻PA的性能對比

3 結論

本文設計了一款基于阻抗型連續J類模式的雙頻寬帶功率放大器。首先自建寄生網絡模型,在CG2H40010F晶體管封裝平面進行去嵌,驗證了寄生參數網絡的正確性。從而得到電流源平面的負載牽引最優阻抗,其次通過阻抗型連續J類波形理論進行了詳細的計算,得到了PA阻抗設計空間,之后通過雙頻基波匹配與二次諧波控制網絡,使最優輸出阻抗達到目標區域,來滿足提升效率的目的,與此同時,雙頻的帶寬也得到了擴展。測試結果表明,在漏極直流電壓為28 V, 柵極電壓為-2.53 V的偏置條件下,該功率放大器在2.4,3.5 GHz兩個工作頻率下,小信號參數中的線性增益為15.4,12.7 dB,大信號參數中的輸出飽和功率為40.4,39.5 dBm,峰值漏極效率為63.7%,60.3%,與之前的工作相比,該PA性能有顯著的優勢,無線通信系統中具有良好的應用前景。

致謝

感謝廣東省毫米波與太赫茲實驗室給予的指導和幫助。