人工表面等離激元饋電的寬帶低旁瓣全角度波束掃描天線

范智博,周永金

(上海大學通信與信息工程學院特種光纖與光接入網重點實驗室,上海,200444)

近年來,各種飛行器的探測需求越來越高,天線作為雷達系統中的關鍵設備面臨著更加苛刻的性能要求。在雷達應用中,天線的波束掃描角度范圍需要盡可能寬,以便于雷達使用較少天線在較寬的空間區域內跟蹤目標。漏波天線(leaky wave antenna,LWA)作為一種頻率掃描天線[1]能夠實現大角度波束掃描。近年來,人們利用人工表面等離激元(spoof surface plasmon polariton,SSPP)進一步提高LWA的波束掃描角度[2]?；赟SPP的漏波天線主要可分為2種,一種是對SSPP傳輸線本身進行周期性調制[3-5],文獻[5]在10.6～11.6 GHz帶寬內實現了-60°～63°的掃描范圍;另一種是利用SSPP傳輸線對輻射貼片陣列進行耦合饋電實現漏波輻射[6-8],文獻[6]提出的漏波天線在9.9～12.25 GHz內實現了167°掃描范圍。還有一些其他方法用于擴展漏波天線的掃描角度。文獻[9]通過激發高階模態實現了在11.7～50 GHz頻段內129°的廣角度波束掃描。文獻[10]采用Goubou線在5.5～20 GHz范圍內實現了155°的掃描范圍。以上漏波天線能夠滿足在寬帶范圍內覆蓋較大波束掃描角度范圍的要求,但還無法掃描到端射方向,因而在端射方向產生了掃描盲區。文獻[11]提出了一種雙頻帶雙模式頻掃天線,在3～9 GHz和13～34 GHz內實現180°掃描范圍,但掃描過程中旁瓣水平高達約-5 dB,且占用頻帶過寬,難以實際應用于雷達探測。

本文設計了一種人工表面等離激元饋電的寬帶低旁瓣全角度波束掃描天線,能夠在4～12 GHz頻帶內實現180°掃描角度覆蓋。所設計天線的工作模式分別是端射模式和頻掃模式2種。在端射模式時,天線的半功率波瓣寬度能夠達到126°;在頻掃模式時的掃描范圍達到121°,實現了180°掃描范圍,覆蓋到了傳統頻率掃描天線的輻射盲區。進一步,通過對卵圓形輻射貼片進行錐形排布降低了天線在漏波輻射時的旁瓣水平。

1 寬帶低旁瓣全角度波束掃描天線結構

該寬帶低旁瓣全角度掃描天線結構如圖1所示。天線主要包括SSPP饋電的漏波波束掃描天線和對跖Vivaldi輻射器。天線中間的介質基板材料為F4B(介電常數為2.65,損耗角正切為0.001),厚度為0.508 mm,其余結構均為金屬。在慢波區,SSPP饋電線有效地將電磁能量傳輸給末端Vivaldi輻射器,可以在4.0～5.3 GHz頻段內以端射模式進行輻射。在快波區,SSPP饋電的卵圓形貼片陣列表現為漏波天線,在5.7～12 GHz頻段內實現漏波波束掃描。因而,所設計天線可以在4～12 GHz內以端射模式和漏波輻射模式實現180°波束掃描。

圖1 低旁瓣全角度波束掃描天線3D視圖

1.1 SSPP饋電的頻掃漏波天線設計

SSPP饋電的頻掃漏波天線如圖2(a)所示,在介質基板上表面沿中心線的SSPP微帶線是天線的饋電結構,輻射貼片等間隔排布于饋線兩側。周期性輻射貼片被SSPP線激勵后,耦合的能量可以從空間諧波中產生輻射。圖2(a)中放大的局部圖分別是微帶線到SSPP線的模式轉換部分,以及中間SSPP饋電線和輻射貼片的具體結構示意圖。采用卵圓形輻射貼片,貼片沿x方向上的半徑為rx,沿y軸方向上的半徑分別為ry1和ry2。SSPP單元周期為p0,2個輻射貼片單元間距為p,貼片和單元頂部之間相距為g。圖2(b)為天線背面,天線背面金屬地結構邊緣滿足漸變曲線,該曲線遵從以下函數公式:

(a) 正面

f(x)=q(exc/lg-1)/(ec-1)

(1)

式中:q、lg、c分別為金屬地的高度、長度和彎曲系數。

首先對SSPP單元進行色散分析。圖3(a)為SSPP單元,它由一個寬度為wstub高度為hstub的小方形貼片以及該方形貼片所連接的中心饋點條帶和2個開口諧振環組成。外側的開口諧振環是由2個外半徑r1、內半徑r2和間隙角為φ的開口諧振環中心對稱組成。單元周期沿x方向為p0。利用CST微波工作室的本征模求解器仿真了其色散特性,色散曲線如圖3(b)所示,其中φ=15°、75°、135°、195°、255°、315°?？梢钥吹綄慕刂诡l率分別為15.06 GHz、17.42 GHz、21.56 GHz、27.03 GHz、35.15 GHz、48.43 GHz,表明間隙角越小,截止頻率越低。為了實現微帶線和SSPP線的高效轉換,二者之間存在漸變段,該部分漸變是通過改變間隙角φ呈現梯度變化,實現了從微帶線到SSPP傳輸線有效的模式轉換。如圖3(c)所示,仿真得到的SSPP饋電線S參數性能良好,反射系數在6～15 GHz頻段內小于-10 dB,傳輸系數在0～-4 dB之間,證明該SSPP線具有良好的傳輸特性。

(a) SSPP單元結構

接下來進行輻射貼片的設計。為了得到工作頻段在5.7～12 GHz的漏波天線的周期p0,需要分析空間諧波的波數k-1與頻率f之間的關系。漏波天線的輻射條件可以寫為:

(2)

即周期p0的范圍為:

(3)

式中:c0為自由空間中的光速。通過將起始頻率和終止頻率f及其對應的傳播常數k-1即β-1代入式(3),就可以得到p0的范圍19.8

(a)圓形貼片

天線各個參數的值如表1所示。

表1 天線尺寸

圖5為天線在不同頻點的方向圖,可以看到在5.7～14 GHz波束掃描范圍為-42°～90°,即132°,體現了該SSPP天線的大范圍掃描優勢。天線饋電線兩側中心對稱的單層SSPP單元結構使天線呈現雙波束輻射以及端射方向(90°)開始掃描的能力。從仿真結果可以觀察到:波束在12-14 GHz的頻帶范圍內分為2個波瓣,它們分別由n=-1和n=-2空間諧波產生,因為n=-2諧波的輻射效率相對于n=-1空間諧波更低,所以在遠場方向圖上時,n=-2諧波產生的旁瓣相對于主瓣也較低?？梢钥吹皆陬l率掃描過程中,各個頻點的旁瓣水平還較高,12 GHz時最高達到-5 dB。

圖5 SSPP頻掃天線不同頻點方向圖

1.2 低旁瓣設計

通過調整貼片和開口諧振環的頂部之間的距離g,可以控制漏波天線泄漏量的分布,從而可以控制漏波天線的旁瓣水平。圖6分析了間距g改變對S21的影響,可以看到隨著g的增加,S21明顯增加,說明此時饋電線和卵圓形貼片間的耦合強度明顯減弱,更多的能量傳輸到了天線末端。對于均勻的行波結構,衰減常數可以從該結構的S21中計算出衰減常數[12]:

(a) 天線傳輸系數

α=-|S21|/L

(4)

根據式(4)可以得到9 GHz時衰減常數α隨g的改變而變化的曲線,如圖6(b)所示。

對于漏波天線低旁瓣水平的設計,需要調整天線表面的孔徑場使其呈現出低旁瓣輻射。由于設計過程中難以直接確定耦合距離與孔徑場分布之間的關系,可以計算孔徑場分布對應的衰減因子α(l)來間接地確定耦合距離?？讖綀龇植糆(l)和衰減常數分布α(l)具有以下關系[12]:

(5)

式中:l為從原點到天線孔徑中所考慮的點的距離,L為天線整體長度,即300 mm;R為終端負載所吸收的功率之比,這里取平均值0.5。

圖7(a)為天線長度內所設定的孔徑場分布,依照余弦公式:

(a)孔徑場強度E(l)分布

(6)

聯立式(5)和式(6)可以得到沿天線長度上的衰減因子α(l)的分布,見圖7(b)。根據該曲線,可以確定每一個輻射貼片在其位置上分別對應的衰減因子的值,從而確定所對應的耦合距離g。最終通過所生成的錐形分布設計出來的頻掃天線如圖8所示,天線兩端的輻射貼片距離中心線較遠,中間的輻射貼片距離中心線較近,兩側的貼片陣列各形成U型分布。

圖8 低旁瓣設計之后的天線輻射貼片分布

經過低旁瓣設計后的SSPP饋電頻掃天線的遠場方向圖仿真結果如圖9所示。以8 GHZ、11GHz頻點處的降旁瓣水平前后方向圖為例進行對比,8 GHz處天線的旁瓣水平從-9 dB降至-20 dB;12 GHz處旁瓣水平從-12 dB降至-18.8 dB。

(a) 8 GHz

2 寬帶對跖Vivaldi端射輻射器

本文采用的小型化、寬帶對跖 Vivaldi 天線作為端射輻射器[13],如圖10所示,其中金屬輻射層位于厚度同樣為0.508 mm 的 F4B 介質基板的上下兩側,頂層的金屬結構由微帶線和漸變式輻射器構成,下層的金屬結構由巴倫和漸變式輻射器組成。輻射器上開槽形成人工表面等離激元結構,展開天線工作帶寬。該Vivaldi輻射器上下兩層分別與漏波天線的SSPP過渡段和漸變金屬地結構相連接。

圖10 Vivaldi端射輻射器(H=94 mm,W=70 mm,l1=26 mm,l2= 8 mm,d1=1.25 mm,d2=0.8 mm)

結合上述SSPP饋電頻掃天線和對跖Vivaldi端射輻射器,將頻掃天線的其中一個端口作為饋電端,另一個端口直接和對跖Vivaldi輻射器連接。在慢波區,頻掃天線結構中的SSPP饋線可以有效地將電磁能量傳輸到Vivaldi結構,此時是端射模式;在快波區,SSPP饋線和卵圓形貼片間產生能量耦合,泄露出去的電磁波波束隨頻率變化而產生角度掃描,此時是漏波輻射模式。因此,所設計天線可以在4～12 GHz內以端射模式和頻率掃描模式進行180°輻射。

3 仿真與測試結果

為了驗證上述分析以及仿真結果的正確性,我們制作并測試了所提出的SSPP饋電寬帶全角度低旁瓣波束掃描天線。天線實物圖如圖11所示。該天線的反射系數S11如圖12所示,其中4～5.4 GHz時,該天線工作于端射模式;在5.4～5.6 GHz出現了一個較窄的盲區頻帶,該頻帶內S11較高;在5.7～14 GHz的頻段內,該天線工作于頻掃模式,通過漏波輻射實現了波束掃描。

(a)正面

圖12 低旁瓣全角度波束掃描天線反射系數

使用CST微波工作室仿真了該全角度波束掃描天線在不同頻率下的電場分布,結果如圖13所示。在慢波區,見圖13 (a)～(c),SSPP饋線展現了強的場束縛特性,產生較少的能量泄露,大部分能量到達對跖Vivaldi輻射器。在快波區,如圖13(d)～(f)電場強度逐漸變弱,說明電磁波泄漏到了自由空間。從電場圖中還可以觀察到,在漏波輻射模式下,隨著頻率增加,天線的輻射波束從后向掃描逐漸轉變為前向掃描。

(a) 4 GHz

該全角度波束掃描天線的二維遠場方向圖仿真與實測結果如圖14所示,分別對應4 GHz、5 GHz、5.7 GHz、8 GHz、10 GHz、以及12 GHz的方向圖。4 GHz和5 GHz時為端射模式,半功率波瓣寬度達到126°,5.7 GHz開始進入漏波輻射模式,隨著頻率增加,輻射波束分裂成2束,主波束方向從-90°變化到±31°,波束掃描范圍為121°,這樣,在4～12 GHz內波束已經能夠完全覆蓋180°。與未進行低旁瓣設計時的方向圖相比,經過低旁瓣設計的天線在頻掃模式時的旁瓣水平得到顯著降低,在5.7～12 GHz內均小于-10 dB。

(a) 4 GHz

3D遠場方向圖仿真結果如圖15所示。圖15(a)、(b)分別對應4 GHz和5 GHz處天線端射模式下的輻射方向圖,主波束方向指向90°并且具有較大的半功率波瓣寬度。圖15(c)～(f)分別對應5.7 GHz、8 GHz、10 GHz以及12 GHz處的漏波模式輻射方向圖。因此,所提出天線可以同時輻射SSPP波的慢波能量和快波能量,在這兩種模式的輻射下覆蓋了180°波束掃描范圍。

(a) 4 GHz

圖16為該低旁瓣全角度波束掃描天線的仿真和實測增益曲線,測試結果與仿真較吻合。實際測試時,在端射模式和頻掃模式時的增益波動幅度分別為5.96～7.84 dBi和6.13～11.9 dBi。

圖16 低旁瓣全角度波束掃描天線仿真與實測增益曲線

4 結語

本文提出了一種人工表面等離激元饋電的寬帶全角度低旁瓣波束掃描漏波天線。采用人工表面等離激元饋電卵圓形輻射貼片陣列和對跖Vivaldi輻射器,在快波波段激發高次諧波進行漏波輻射,在慢波波段呈現低損耗能量傳輸效果激勵對跖Vivaldi的端射模式,實現一種寬帶(4～12 GHz)、全角度(180°)覆蓋的波束掃描天線。通過改變卵圓形貼片到饋電線的耦合距離來調整了錐形衰減常數的分布,實現4～12 GHz內旁瓣水平均在-10 dB以下。所設計的人工表面等離激元饋電的寬帶全角度低旁瓣波束掃描漏波天線為雷達探測、目標跟蹤等應用提供了支持。