脈沖調制式無線電能與信息同步傳輸系統設計

秦慶磊，王中訓，穆鵬華

（1.煙臺理工學院電子電工實訓中心，煙臺 264005；2.煙臺大學物理與電子信息學院，煙臺 264005）

無線電能傳輸WPT（wireless power transfer）技術與無線通信的基礎都是源于電磁場理論，只是側重點不同，WPT 側重于傳輸的功率與效率，無線通信側重于傳輸的帶寬與距離。成熟可靠的WPT 系統，需要保證電能高效地傳輸到接收端，同時接收端采集的負載數據能高速可靠地反饋到發射端，實現系統的閉環控制，它本質上是一個電能與信息同步傳輸SWPIT（simultaneous wireless power and information transfer）系統。SWPIT 系統既可以基于遠場射頻通信構建獨立信息傳輸通道，也可以基于近場磁耦合構建電能與信息混合傳輸通道，各傳輸方式各有優劣[1]，其中近場耦合式電能與信息同步傳輸MC-SWPIT（magnetic coupling SWPIT）技術允許在相同的傳輸鏈路上實現能量傳輸和數據通信，提高了系統的靈活性，是解決同時進行能量傳輸效率與數據通信難題的一個有效方案。

根據能量流和信息流的關系，MC-SWPIT 系統可分為載波注入式和能量調制式兩種。載波注入式MC-SWPIT 系統利用不同頻率的載波分別傳輸電能與信息，低頻載波用于能量傳輸，高頻載波用于通信，使用高頻變壓器或互感器將信息載波注入電能載波或從中提取出來。該方向研究較多的有頻移鍵控[2-3]FSK（frequency-shift keying）調制、正交相移鍵控[4]QPSK（quadrature phase shift keying）調制、雙模差分相移鍵控[5]DDPSK（dual mode differential phase shift keying）調制、多載波幅移二進制移鍵控[6]2ASK（2 amptitude shift keying）調制等，其信息傳輸速率在19.2～100 kbps 間。能量調制式MC-SWPIT系統利用可控開關直接對電能載波的相位、頻率、幅值等波形特征進行數據調制，從而使信息流與能量流融合傳輸，如調頻相移鍵控[7]FMPSK（frequency modulation phase shift keying）調制、二進制頻移鍵控[8]2FSK（2 frequency shift keying）調制，信息傳輸速率相對較低。單載波幅移鍵控ASK（amptitude shift keying）調制是研究較早的一種能量調制式信息傳輸方式，通過控制調制電容、電阻或負載的通斷來改變反射阻抗的大小，以實現數據的反饋，可細分為電容調制式[9]、電阻調制式[10]和負載調制式[11-12]等，其信息傳輸速率在2.0～8.5 kbps 之間，其中文獻[13]將數字信息轉化為不同占空比的方波信號，通過電容調制方式進行傳輸，信息傳輸速率可達25 kbps，但該系統的電能傳輸功率僅為10 W?？傮w而言，載波注入MC-SWPIT 系統能夠在信息傳輸過程中最大限度地減小電能傳輸損耗，信息與電能傳輸相互影響可控且可實現雙工通信，然而信息傳輸速率和編碼方式與系統的組件數量和復雜度相關，系統的體積大，成本高，不利于小型化設計和民用級產品的普及。相反地，單載波能量調制式MCSWPIT 系統體積小，成本低，但信息傳輸對電能傳輸效率影響較大，信息傳輸誤碼率會受負載與傳輸距離的變化影響，不利于中大功率系統應用。

為了發揮能量調制式MC-SWPIT 系統的優勢，改善劣勢，實現系統結構簡單、信息傳輸誤碼率低，減小對電能傳輸的影響，滿足電動自行車[14]、水下機器人等無線充電需求，本文在現有電容調制研究基礎上提出了一種副邊反射式脈沖調制方法，將電容調制中的矩形信號變為脈沖信號，減小對電能載波作用時間，在原邊處理器內部構建智能跟隨解調電路，配合解調算法實現無線電能與信息的同步傳輸。經過200 W 系統實驗測試，傳輸距離可達80 mm，對電能傳輸的影響小，誤碼率低，滿足系統閉環控制的需求。

1 系統原理分析

1.1 系統結構

MC-SWPIT 系統為S-S 拓撲結構，由原邊初級回路和副邊次級回路兩部分組成，之間通過線圈間互感相連，如圖1 所示。原邊回路通過直流電源US供電，經過由MOS 管S1～S4組成的高頻逆變全橋后給線圈LP和諧振電容CP供電，產生高頻磁場。副邊線圈LS和諧振電容CS組成的回路具有相同的諧振頻率，形成磁場共振，接收磁場能量轉化為電能，再經過由肖特基二極管D1～D4組成的整流橋和濾波電容C2后給負載電池充電。

圖1 MC-SWPIT 系統結構框圖Fig.1 Block diagram of structure of MC-SWPIT system

副邊處理器采集充電電壓、電流等數據，形成數字信息，控制MOS 管S5通斷發送數據。當S5導通時，副邊線圈LS和調制電容C1組成新的回路，部分電能通過電容C1和MOS 管S5流到參考地，同時打破原有的諧振狀態，形成信息調制。該狀態反射到原邊表現為線圈LP電壓和電流的變化，通過對原邊線圈電壓或電流的采樣，經過減法放大器、波峰跟隨器組成的閉環控制電路，使送至包絡檢波器的信號僅保留波峰變化區域波形，最終通過智能跟隨解調算法還原數字信息，完成信息解調。原邊處理器根據接收到的信息調整發射功率，實現WPT 系統的閉環控制。

1.2 基本原理

MC-SWPIT 系統等效電路如圖2 所示。

當S5打開時，系統正常工作，原、副邊回路等效阻抗ZP、ZS可表示為

根據基爾霍夫定律，計算ZS等效到原邊的反射阻抗ZSR和原、副邊回路電流IP、IS分別為

當S5閉合時，副邊增加電容C1并聯回路，則回路阻抗ZC1為

此時，副邊回路阻抗ZC為

由于通過電容C1與CS的電流相位角相同，所以ZC＜ZC1，副邊電流IS增大，原邊電流IP減小。由于ZS-ZC＞ZS-ZC1，S5閉合前后的副邊回路阻抗變化值為

當S5再次打開時，諧振狀態恢復，副邊電流IS增大，原邊電流IP增大。由于副邊電感、濾波電容C2等儲能元件充電，諧振恢復需要若干個諧振周期，期間原邊回路電流在IP附近振蕩。

由式（4）、式（5）、式（8）可知，當S5由打開到閉合再到打開的過程中，副邊回路電流IS先增大再恢復，原邊回路電流IP經過了先減小再增大再恢復的波動過程，其變化值僅與C1有關。

S5閉合期間主要產生C1短路損耗，其功率PC為

而PC的有功功率表示為

由式（5）、式（10）可知，在S5閉合過程中產生了電能損耗，其損耗值僅與互感系數M 和C1有關，如果選取合適的電容C1，并縮短S5的閉合時間，可有效減小電能消耗并完成信息調制。

2 信息解調及編碼設計

2.1 信息解調電路設計

基于上述分析可知，原邊回路電流的波動主要出現在開關管閉合與打開的瞬間，為了同時減少電能消耗，縮短了開關管的閉合時間，需要通過精準檢測原邊載波的波動還原信息。

原邊信息可以通過電流互感器直接采集，也可以通過采集諧振電容線圈一側的電壓實現。為了便于電路集成，本文選擇第二種方案，信息解調電路及其相關波形如圖3 所示。圖3 中，DAC1、DAC2和DAC3 為原邊處理器控制，分別輸出電壓V2、V4和V5，其中V5=V4+50 mV，同時讀取比較器B 和C輸出的脈沖信息。線圈電壓載波經過電阻R1、R2組成的分壓電路后衰減約18.8 dB，送入放大器A 同相端，放大器反相端接DAC1，與R3、R4組成負反饋減法放大器，輸出電壓V3=5（V1-V2）。線圈載波經過該部分電路后，僅保留了波峰區域波形，并且放大5 倍，突出信息特征。電壓V3同時送入比較器B、C同相端，與電壓V4、V5相比較分別輸出脈沖信息PulseA 和PulseB。如果PulseA 脈沖與處理器產生的PWM 脈沖一致，則升高V4，反之則降低V4。如果V4升高到最大設定值，則增加V2，使V3減??；同樣，如果V4降低到最小設定值，則減小V2，使V3增大，最終使V3電壓幅度適中，且V4與V3峰值電壓保持一致。當副邊開關管S5加載脈沖信息時，原邊載波出現突然波動的脈沖，由于V5大于V4，且V4和V5的變化具有一定的滯后性，比較器C 輸出高脈沖PulseB，解調出脈沖信息，即放大器A 放大有效波形，比較器B 跟隨波峰變化，比較器C 輸出脈沖信息，如圖3（b）所示。

副邊開關管S5通斷約5 μs，原邊即可產生約5個周期的載波幅度變化，該變化經過信息解調電路后可還原脈沖信息。通過控制開關管S5的周期變化，使相鄰脈沖的時間間隔具有數字意義，實現脈沖編碼調制PCM（pulse code modulation），從而實現信息的數字傳輸，如圖3（c）所示。

需要注意的是，脈沖信息傳輸是基于原邊回路電流穩定不變時由副邊回路電流直接調制完成的，原邊信息解調電路對線圈載波波動敏感，當原邊回路電流因為線圈距離或功率等因素主動調整時，線圈載波會產生同樣波動，比較器C 輸出錯誤信息。為此，需要增加信息解調電路中V2、V4和V5的調節速度，減小每次調節的幅度，使V4實時跟蹤V3的變化，并使用軟件算法對解調信息進一步處理。

2.2 信息編碼設計

根據上文所述，一個脈沖信息約占用5 個載波周期，按照載波頻率85 kHz 計算，占用時間約為60 μs，計算理論傳輸速率可達16.6 kbps。為了提高數據穩定性，降低數據傳輸功耗，根據系統閉環控制需求，設計數據傳輸速率最大為2 kbps。

脈沖信息編碼如圖4 所示。一幀數據由11 個脈沖組成10 Bit，包括起始位、數據位和校驗位。起始位固定脈沖時間間隔為500 μs，數據位和校驗位使用300 μs 表示邏輯‘0’、700 μs 表示邏輯‘1’。根據編碼規則，傳輸一幀數據最短時間為3.2 ms（數據位為0x00），最長時間為6.4 ms（數據位為0xFF），平均時長為4.8 ms，即每秒傳輸約200 幀數據，傳輸速率約為2 kbps。一幀數據中，校驗位為對連續“01”的數量偶校驗，例如：圖4 所示數據位從低到高依次為“01001110”，連續“01”個數為2，則校驗位為‘1’。如果在數據傳輸過程中丟失了n2～n10 中的任何一個脈沖，根據數據間的時間間隔和校驗位，可計算補齊丟失的脈沖，這樣校驗位不僅可以驗證數據的正確性，還可以對不完整的幀數據進行補全，降低數據傳輸的誤碼率。另外，當原邊回路電流主動調整或被金屬異物影響時，解調脈沖的個數存在大于11 的情況，其中包含數據脈沖和干擾脈沖。如n3～n4 間有若干個干擾脈沖，且干擾信息與n3 和n4 不為邏輯‘0’關系或與n2 和n5 不為邏輯‘1’關系，通過數字濾波可濾除干擾信息，并通過校驗位驗證信息的正確性，降低數據傳輸的誤碼率。

圖4 脈沖信息編碼Fig.4 Pulse information coding

3 實驗驗證

本文制作200 W 的MC-SWPIT 系統，系統參數如表1 所示，實驗裝置及測試儀器如圖5 所示。

表1 系統參數Tab.1 System parameters

圖5 實驗裝置Fig.5 Experimental device

負載使用電子負載代替，使用CC（定電流）模式模擬電池恒壓充電過程。原邊處理器選用華大公司的HC32F4A0，內置4路DAC、4路放大器、4 路比較器，僅需少量電阻即可根據圖3（a）構建信息解調電路，使處理器和模擬電路集成在一顆芯片內，增強了電路的控制精度和抗干擾能力。線圈直徑20 cm，采用540 芯的利茲線繞制，系統最大傳輸距離80 mm。

3.1 不同負載與距離下的信息傳輸實驗

使用電子負載CC 模式分別設置不同的輸出電流，以調整輸出功率，得到不同傳輸距離與功率下的信息調制波形，如圖6 所示。

圖6 不同負載及距離下的信息調制波形Fig.6 Information modulation waveforms under different loads and distances

傳輸功率100 W 時，副邊每個調制脈沖經過約3 μs 的延時后，在原邊線圈產生約3 個周期的電壓波動，經過智能跟蹤解調電路后輸出6 個連續脈沖信息，如圖6（a）所示。傳輸功率180 W 時，原邊線圈電壓波動不明顯，經過智能跟蹤解調電路后輸出連續2 個脈沖信息，如圖6（b）所示。通過對比可知，在相同傳輸距離下，傳輸功率越小，原邊線圈電壓波動越明顯，解調越容易，但也存在解調脈沖信息過多，無法計算脈沖時間間隔的情況，隨著傳輸功率增加，原邊線圈波動不明顯，解調難度增大，存在解調脈沖信息丟失的情況。傳輸功率100 W時，增加線圈距離至7 cm，原邊線圈振幅增大，調制脈沖產生的電壓波動恢復時間增加，甚至超過100 μs，經過智能跟蹤解調電路后輸出5 個非連續脈沖信息，且脈沖間隔時間較長，也存在無法計算脈沖時間間隔的情況，如圖6（c）所示。

通過實驗測試，本文所述脈沖信息調制方法對傳輸功率和傳輸距離都有要求，主要表現在副邊調制脈沖時原邊線圈電壓的波動程度，波動越大電路解調越容易，但波動過大時影響信息解碼計算；電壓波動越小電路解調難度增大，存在解調信息丟失的情況。

3.2 信息傳輸誤碼率及損耗實驗

由式（8）、式（10）可知，脈沖信息傳輸對原副邊電壓產生影響，在實驗裝置中得到線圈距離5 cm、傳輸功率100 W 時單個脈沖調制對原副邊電壓的影響波形，如圖7 所示。

圖7 脈沖信息傳輸對原副邊電壓的影響Fig.7 Influence of pulse information transmission on primary-and secondary-side voltage

單個脈沖寬度約5 μs，副邊線圈連接補償電容端的電壓波形產生2 個周期的波動，第1 周期振幅增加、第2 周期振幅減小，由于整流橋具有單向導通性，脈沖調制產生的損耗僅來自于副邊線圈、補償電容存儲的電能。該損耗對整流橋輸出電壓產生影響，通過示波器交流檔顯示，整流后直流電壓產生約10 個周期的紋波波動，而濾波電容存儲的電能及時補充了損失的電能。單個脈沖調制使原邊線圈連接補償電容端產生約3 個周期的電壓的波動，該波動相對于原邊振幅比例較小，對原邊諧振電路影響較小。

為了進一步驗證脈沖式信息傳輸對無線電能傳輸的影響以及信息傳輸的穩定性，手動調整系統傳輸功率和信息傳輸，使用電子負載CC 模式分別測試不同功率和距離下的損耗數據。誤碼率數據由原邊處理器自動計算，通過校驗位及濾波算法補齊的信息按照正確數據計算，實驗結果如圖8 所示。

圖8 不同負載及距離下的誤碼率及損耗Fig.8 Bit error rate and loss under different loads and distances

固定傳輸距離5 cm 時，不同傳輸功率下的損耗及誤碼率如圖8（a）所示。隨著傳輸功率的增加，原副邊回路電流和脈沖調制幅度增大，信息傳輸損耗增加，尤其傳輸功率大于120 W 時，損耗增幅明顯，當傳輸功率200 W 時損耗為2.3 W，超過傳輸功率的1%，損耗值與傳輸功率呈非線性關系，約為副邊回路電流的二次方，與式（10）一致。傳輸功率小于150 W 時數據傳輸誤碼率小于0.6%，隨著傳輸功率增加誤碼率逐漸升高，經過信息解調電路后脈沖信息不明顯，信息解調難度增大，脈沖丟失率增加。

固定傳輸功率100 W 時，不同傳輸距離下的損耗及誤碼率如圖8（b）所示。隨著傳輸距離的增加，互感系數和反射阻抗減小，信息傳輸損耗減小，實驗數據與式（4）一致。數據傳輸誤碼率先減小后增大，其主要原因是近距離時脈沖波動與原邊線圈載波振幅的比值較大，造成原邊線圈電壓波動恢復的時間增加，而圖3（a）中的DAC2、DAC3 差值為固定值，信息解碼電路輸出干擾脈沖增多，數據解碼難度增加，部分數據被判定為無效數據。線圈距離大于5 cm 時，由于脈沖波動與線圈載波振幅的比值逐漸減小，脈沖丟失率增加。

通過實驗測試，該實驗裝置最大信息傳輸損耗小于2.3 W，誤碼率小于1.5%，滿足系統閉環控制的需求。根據實驗數據，系統工作在150 W 以內，線圈距離3～6 cm，信息傳輸損耗小于0.8 W，誤碼率小于0.6%，可以得到較好的性能。

4 結語

本文提出了一種脈沖調制式無線電能與信息同步傳輸的方法，相比于其他同步傳輸技術，系統結構簡單、集成度高。本方法通過對副邊電流直接脈沖調制，時間短、功耗低，原邊直接采集線圈載波電壓，經過集成于原邊處理器中的智能跟隨解調電路和控制算法解調出數字信息，精度高、抗干擾能力較強。通過實驗測試，信息傳輸受負載和傳輸距離影響可控，設計的信息編碼方式雖然具有降低數據傳輸的誤碼率的作用，但復雜的計算消耗大量時間，影響數據傳輸效率和閉環控制靈敏度，有待進一步優化。