基于PB58的新型壓電陶瓷驅動電源設計

王 潔, 秦會斌

(杭州電子科技大學 新型電子器件與應用研究所, 浙江 杭州 310018)

0 引言

居里兄弟發現具有正逆壓電效應的壓電陶瓷后,大量的科學家被其獨特性能所吸引,從而投入到相關的研究中[1],壓電陶瓷的應用技術隨之得到飛速發展,并在微驅動定位領域中得到廣泛應用?；趬弘娞沾傻木芪⑽灰葡到y的性能優劣取決于壓電陶瓷驅動器[2-3],因此設計出一種具有高頻響、高穩定性和快速的動態響應的驅動器一直是該領域的研究熱點[4-5]。

國內在該領域雖有一定的研究成果,但仍存在產品種類較少,功能單一,性能較低等缺陷[6]。其原因主要有:

1) 許多驅動電源的設計主要采用分立元件組成,使系統結構復雜且不穩定,系統維護難,因而難以推廣使用。

2) 單純的模擬電路系統不具備可調性,不能適應多樣化的應用需求,實際應用受限[7]。

本文設計了一種基于高壓集成運放芯片的數字化壓電陶瓷驅動電源系統,經過對電路原理的嚴謹分析及對器件的認真選擇,完成電路的設計并通過測試驗證了電路的可行性。

1 總體設計方案

1.1 驅動系統結構

由單片機控制的壓電陶瓷驅動系統結構如圖1所示。由STM32單片機作為可調信號源[8],通過電壓采樣電路對輸出電壓采樣,再通過單片機外接的液晶屏實現信號參數的可視化。功率放大電路采用直流放大式電壓控制,以集成功放芯片為核心的放大電路,通過對信號源產生的小信號進行電壓放大及功率放大,以驅動容性壓電陶瓷負載。高壓穩壓電源電路將220 V交流電轉化為穩壓直流電源,為功率放大電路供電。

圖1 驅動電源總體結構

1.2 驅動系統的參數

設計中,測試使用的壓電陶瓷等效電容CL為0.1 μF,輸出頻率f為4 kHz的正弦波,輸出正弦波峰-峰值Umax最高達140 V。壓電陶瓷等效負載為

(1)

輸出最大電流為

(2)

根據最高輸出頻率fmax及最大輸出電壓計算出最大壓擺率為

SR=2πfmaxUmax=3.52(V/μs)

(3)

綜上分析,驅動電源具體要求為:

1) 輸出電壓峰-峰值(0～280 V)連續可調。

2) 信號頻率為0～4 kHz。

3) 壓擺率>3.52 V/μs。

2 電路設計與分析

2.1 信號源電路設計

STM32單片機具有速度快,功耗及成本低等優點,內部集成了12位ADC和DAC,可產生高精度的模擬信號。通過單片機開發板載有的獨立按鍵控制輸入信號的頻率和電壓,外接液晶顯示屏顯示輸入信號及輸出信號的具體參數,以便在使用時監測和調控。

信號采樣電路如圖2所示?；贚M358運放組成的反向放大電路,將壓電陶瓷負載上的高壓輸出采樣信號控制在3.3 V內,再通過A/D轉換器將模擬信號轉換為數字信號傳輸單片機處理。

圖2 電壓采樣電路原理

2.2 放大電路的設計與分析

2.2.1 器件選擇與電路結構

根據對上述電路參數的分析,采用OP07和PB58組成負反饋復合功率放大器,設計的直流放大式驅動電路如圖3所示。

圖3 復合放大電路原理

OP07具有75 μV的低輸入偏移電壓,作為前級電壓放大可顯著提高電路的精度[9],同時可隔離功率放大器和數字控制電路,起一定的保護作用。APEX公司設計的PB58型高壓運放芯片作為二級功率放大器,驅動容性負載。該器件具有速度快,輸出功率大,靜態功耗小等優點,輸出級利用互補MOSFET提供對稱的輸出阻抗,并消除雙極晶體管施加的第二擊穿限制,雙端供電時電壓差可達300 V,最大連續輸出電流可達1.5 A,最高轉換速率為100 V /μs。PB58的轉換速率遠大于OP07的轉換速率,可有效地防止復合放大電路出現失真和非線性的情況[10]。

2.2.2 電路特性分析

因為開環增益較大,故復合放大器總的放大倍數可簡化為1/β=R2/R1,單片機提供的最大輸入電壓為3.3 V,放大電路的最大輸出電壓達140 V,因此,放大電路的理論放大倍數為42.42。為了防止增益過大而破壞電路的穩定性,應合理分配前后級放大器的放大倍數。設PB58的放大倍數為30,即1+R4/R3=30,則取電阻R1=2 kΩ,R2=85 kΩ,R3=3 kΩ,R4=87 kΩ。

PB58提供多個外接端口,以滿足靈活的應用需求,補償電容CC=22 pF,以增加電路的穩定性并擴展帶寬。限流電阻RCL=0.66 Ω,可將輸出電流限制在1 A內。增益電阻RG為放大器本身的增益, 根據芯片手冊,設RG=290 kΩ。

容性負載和集成運放的輸出電阻串聯產生極點,影響放大電路的穩定性[11]。放大器PB58的輸出電阻Ro=35 Ω,壓電陶瓷等效電容CL=0.1 μF,產生的極點頻率為

(4)

如圖4所示,通過AOL(開環增益)曲線減去 1/β(環路反饋)曲線得到AOLβ(環路增益)的值,fc為AOLβ=0 時的頻點,同時也是環路的閉合點,通過分析AOL與 1/β在fc的閉合速率可判斷電路的穩定性。新增極點fp2將會更改復合放大器的AOL曲線,使1/β曲線和AOL曲線的閉合速率從-20 dB/十倍頻變為-40 dB/十倍頻,輸出信號產生更多相移,系統易發生振蕩。為了改善系統的穩定性,需對系統進行相位補償。

圖4 AOL開環增益圖

使用單一的補償方法雖然結構簡單,易實現,但會犧牲電路其他性能。而使用多種補償技術可使彼此相互消除或減輕對電路帶來的負面影響。本文采用了反饋零點補償法噪聲增益補償法共同提高穩定性,反饋零點補償可彌補噪聲增益補償減少的帶寬,而噪聲增益補償可減輕補償電容Cf容差對電路的影響,提高了放大電路的準確度。電路補償結果如圖5所示。

圖5 電路補償幅度圖

由Rn、Cn組成的噪聲增益補償網絡為1/β曲線增加了零點和極點,分別為

(5)

(6)

由R2、Cf組成的反饋零點補償網絡為1/β曲線增加了反饋零點,即:

(7)

在頻率較高時,Cn趨近于短路,Rn?R1,1/β的值由R2/R1增加為R2/Rn,形成與AOL提前交匯的趨勢,交點的閉合速率變為-20 dB/十倍頻,增加了系統穩定性。而由反饋零點補償產生的極點fp3使1/β在和AOL相交前以-20 dB/十倍頻的速率下降,直至與AOL速率為-40 dB/十倍頻的部分相交于fc,在交點fc同樣具有-20 dB/十倍頻的閉合速率,維持了系統穩定性。

綜上所述,在設計放大電路時,主要針對驅動容性負載時系統不穩定的問題,提出采用兩種補償法相結合的方式極大地提高了電路的穩定性。

2.3 穩壓電源的設計

采用的高壓穩壓電路為運放芯片PB58提供功率輸入,如圖6所示。通過匝數比為6∶1的變壓器把220 V交流電轉變為10路36.7 V的交流電,每路再經全橋整流濾波及三端穩壓器LM317后輸出30 V的直流電。三端穩壓器LM317的輸出電壓為

圖6 直流穩壓電源原理

(8)

經計算,取Rm=5.5 kΩ,Rn=240 Ω。將10路30 V電源串聯,以中心點為地,可在兩端分別得到±150 V的直流電壓。電容CAdj可濾除Rm兩端的紋波,輸入電容C1、C2及輸出電容C3、C4既起濾波作用,又可起防振作用,防止電路受到高頻脈沖的干擾產生振蕩。

該直流穩壓電源不僅輸出穩定,還通過多路電壓串聯的方式減少了直流電壓中的紋波。通過調整Rm可用兩路同樣的電路輸出±15 V的直流電源,為OP07供電。

3 測試結果分析

電路系統的分析與設計完成后,對系統的各項性能進行測試,以驗證設計的可行性。

3.1 輸出響應測試

由單片機輸出頻率4 kHz、峰值0～3.3 V的可調正弦波時,放大電路輸出為峰值0～140 V的正弦波。通過示波器同時觀察輸入、輸出信號,結果如圖7所示。由圖可看出,輸入信號經反向放大后輸出具有180°相移的輸出信號,跟隨效果良好,輸出波形平滑不失真。

圖7 波形輸出

3.2 階躍響應測試

階躍響應測試可反映系統的穩定性和響應速度,輸入0～3.3 V階躍信號,通過示波器觀察輸出信號,結果如圖8所示。由圖可知,輸出響應時間為45 μs,電壓在達到標準輸出后一直保持穩定,無過沖和震蕩。

圖8 階躍響應

3.3 系統線性測試

線性度描述系統輸出與輸入之間是否符合線性關系。線性度越高,系統的準確性和可靠性越高,較低的線性度意味著系統存在較大的誤差。

在輸入端接入-3.3～3.3 V的直流電壓,掃描增量為0.005 V,得到輸入、輸出間的線性度曲線如圖9所示。由圖可看出,驅動系統在額定區間內具有優良的線性度。

圖9 系統線性度測試

4 結束語

本文分析了壓電陶瓷驅動電源原理,并設計了一款以PB58為核心器件的驅動電源系統,通過STM32單片機實現輸入的可調及輸出的可視化,可輸出頻率為4 kHz的140 V交流電壓。經過多項性能測試證明,該系統具有穩定性高,驅動能力強,集成度高等優點,具備一定的實用價值。