寬輸入范圍下的儲能變流器選配電路設計①

黃 靖, 張子俊, 曾可堯, 鐘萬涵

(福建工程學院電子電氣與物理學院,福建 福州 350118)

0 引 言

近年來,戶外電源作為野外露營和戶外運動所需的專業移動儲能設備,市場呈現迅速增長的趨勢。而儲能變流器(PCS)作為儲能系統中的關鍵一環,主要用于功率傳遞和電能變換,對整個儲能系統的安全穩定運行起至關重要的作用。

隨著消費者對儲能產品需求的提升,近幾年來面對儲能雙向PCS的方案技術手段也逐漸增多。L. A. Ramos等人[1]提出了一種帶功率因數校正的單級式雙向AC-DC變換器,可應用于對功率等級要求不高的場合,但是單級式AC-DC拓撲相比多級式拓撲對市電電壓和負載的變化的響應特性比較差。在此基礎上,E. -S. Kim等人[2]針對兩級式雙向AC-DC變換器中后級DC-DC變換器設計實現了降壓-升壓型拓撲結構:在降壓模式下適配充電模式,在升壓模式適配放電模式,該兩級式拓撲方案雖解決了單級式拓撲的痛點,但后級雙向Buck-Boost型DC-DC變換器存在輸入輸出信號的紋波較大且驅動電路較復雜的缺點。Sekine, H.等人[3]針對以上不足提出了后級DC-DC變換器選用六橋臂型LLC諧振變換器配合電壓瞬時值切換工作模式的控制方法,實現了寬范圍電壓增益和高效率。但六橋臂型LLC諧振變換器存在器件數量多、成本偏高,不適用于大規模量產的問題。

研究面向的PCS兩級式拓撲結構采用前級圖騰無橋PFC,后級全橋LLC帶選配電路的組合。由于圖騰PFC具有功率因數校正與Boost升壓功能,可實現交流輸入85V-253V,直流輸出380V母線電壓,但是該做法存在一定弊端:

存在一定弊端:110V與220V兩種電壓平臺在相同的母線電壓下,若保持輸出功率相同,那么在輸入電壓減半的情況下,輸入電流和發熱量會同步增大。且市電110V平臺下母線電壓過高也會造成加在PFC電感上的電壓值偏大,造成電流紋波增大,同時加劇功率開關管的開關損耗[4]。

針對以上弊端,提出一種選配電路設計:在寬電壓范圍輸入的情況下,后級LLC通過外部電路配置實現不同工況下的不同選配結構,從而通過降低母線電壓實現減少開關管損耗和電感磁芯損耗,提高儲能變流器整機效率。

1 儲能變流器拓撲結構

目前主流的雙向變流器從結構上可以分為單級式拓撲和多級式拓撲,而多級式拓撲應用最廣泛的為兩級式拓撲和三級式拓撲。單級式拓撲的優點是結構簡單,控制方法相對于多級式拓撲也更簡單,但是其對市電電壓和負載變化的響應特性比較差,而在多級式拓撲中,三級式拓撲相比兩級式拓撲多了中間級調壓電路,由于中間級電路的引入,大大的提升了輸入輸出電壓增益的調節,使得整機電壓調節更加靈活,可以應對更多工況。但是該拓撲也存在兩個弊端。一是中間級電路的引入,會導致成本與產品體積的增加,同時帶來更多的損耗,二是三級架構各模塊間的聯調,控制策略更為復雜。

而兩級式拓撲可以克服單級式拓撲的低響應水平和三級式拓撲的高成本缺點,且其具有直流側充放電電流諧波含量小,交流電壓水平不受儲能裝置電壓的限制等優點,因此本設計主要研究面向兩級式儲能雙向變流器拓撲結構,如圖1所示。兩級式拓撲中,前級圖騰柱PFC電路用于升壓并調節交流輸入電流波形與輸入電壓波形相似且同頻率同相位,以提高系統功率因數,減小電網諧波污染,同時為直流母線和后級電路提供穩定直流電壓。后級DC/DC變換器采用軟開關技術的全橋LLC諧振變換器來實現,利用其功率管能夠實現軟開關的特點來減小開關管損耗,從而進一步提高系統效率。

該儲能變流器可雙向工作,具有整流和逆變兩種工作模式。在整流模式下,該雙向變流器的電能從電網流出,經過前級PFC電路和后級LLC諧振變換器,最終流向電池測,給儲能產品的儲能元件充電,這就要求雙向變流器能夠輸出穩定的直流電壓和直流電流。在逆變模式下,該雙向變流器的電能反向流動,從產品中的儲能元件流出,經過LLC諧振變換器和圖騰PFC,最終流進產品需求端。此時雙向變流器需要控制輸出的交流電流大小,來控制輸入產品端的功率大小。

2 選配電路原理

后級LLC諧振變換器中,斷開雙向LLC諧振腔DC2與DC3之間電路,將DC1,DC2,DC3,DC4連接端子分別置于如圖1所示的LLC諧振腔中,利用全橋LLC為半橋LLC電壓增益的2倍的特性可得:

假定變壓器匝比為N,電壓增益為M(M一般取0.9-1.1),高壓側母線電壓為Uin,低壓側電壓為Uout。

此時,半橋LLC 電壓增益M1、全橋LLC 電壓增益M2可建立如下數學關系:

(1)

(2)

在市電輸入為110VAC時候,將DC3與DC2接線座子相連,實現全橋LLC。此時母線電容輸入電壓Uin1為:

(3)

在市電輸入為220VAC時候,將DC1與DC2接線座子相連,DC3與DC4接線座子相連,實現半橋LLC。此時母線電壓為:

(4)

由此可以得出,在低壓側工況一致時,通過選配電路,可以選擇半橋工作模式與全橋工作模式。110V市電輸入和220V市電輸入下分別選擇全橋LLC和半橋LLC,這樣可以做到220V市電輸入將母線電壓調整為原母線電壓的一半。降低加在后級開關管上的電壓,減少開關損耗,提高整機效率。

圖1 兩級式儲能變流器拓撲結構(帶選配電路)

3 控制策略

假定輸出電壓環路值為Tvout,電流環路值為Tiout。電流誤差Ierr經PI環路產生Tilout,電壓誤差Verr經PI環路產生Tvlout,電壓誤差Verr為:

Verr=V0-Vref

(5)

電流誤差Ierr為:

Ierr=I0-Iref

(6)

在系統運行過程中,電壓環路和電流環路無法時刻匹配,為了使系統不過于飽和,電壓電流雙環控制器都需要積分器對系統誤差進行累加,且電壓誤差Verr和電流誤差Ierr都要為零。

電壓環路工作于穩態時,滿足如下關系式:

(7)

電流環路工作于穩態時,滿足如下關系式:

(8)

由圖1可得,后級LLC輸出電壓的數學關系式為:

V0=RLI0+VR0

(9)

當電流環路工作于穩態時,把式(7)帶入式(9),可得:

V0=RLIref+VR0

(10)

當電壓環路工作于穩態時,把式(8)帶入式(9),可得:

(11)

當帶載量小于滿載時,系統處于正常運行狀態,此時電壓環與電流環開始競爭,電流環路的減少量Tilout可用于調節系統電流誤差,電壓環路的減小量Tvlout可用于調節系統電壓誤差,但此時,起主導作用的為電壓環,最終調節的結果為Vref=V0,且Ierr>0,即電流環工作于飽和區。

當系統過載時,正常運行狀態被破壞,電流環路的增大量Tilout用于調節電流誤差,電壓環路的增大量Tvlout用于調節電壓誤差,此時起主導作用的為電流環,最終調節的結果為Iref=I0,Verr> 0,即電壓環工作于飽和區。

在電壓外環和電流內環進行環路比較后,需要對輸出值添加限幅,以保證系統具有良好的動態響應?？梢约僭OTv為穩態輸出的電壓環路值,且添加閾值λ為波動限值,環路輸出的下限值為Tv-λ,環路輸出的上限值為Tv+λ。由以上關系可以得到:

Tilout∈(Tv-λ,Tv+λ)

(12)

Tvlout∈(Tv-λ,Tv+λ)

(13)

而當系統只有幅值限制,沒有參考電壓的校正值時,可以看到電壓誤差Verr和電流誤差Ierr都是非零值[7],此時應設計補償器補償參考電壓值以減少輸出電壓紋波和電流紋波。

把式(8)帶入式(9)可得到式(15)。

(14)

I0RL=VR0

(15)

當系統工作于空載至滿載區間,即工作于正常模式時,雙環競爭中電壓環起主導作用,可將電壓參考值調整至式(16)。

(16)

此時,電流誤差為非零值而電壓誤差為零,不管此時帶載處于什么情況,只要系統處于正常運行模式,參考電壓Vref的補償為了讓電壓環處于不易飽和的狀態,那么LLC輸出的電壓都將為恒定值。

補償器添加限幅和Vref0對電壓環的補償使得電壓環能夠工作在穩態性能下,而電流環工作在飽和狀態下,此時電流環無法起到對環路的控制作用。一旦系統的正常運行狀態被破壞,處于過載狀態時,電壓環則失去對環路的控制作用,此時電流環起主導作用。

圖2 電壓電流雙環競爭控制策略框圖

如圖2所示為電壓電流雙環競爭的系統控制框圖,其中電流環路的輸出值和電壓環路的輸出值經過比較取較小值,再經過限幅環節進行輸出。當系統處于正常運行狀態時,輸出的電壓環路值為最小值,一旦系統進入過載狀態,則輸出電流環路的最小值,最后再由PWM發生器輸出脈沖序列。

4 仿真分析

運用系統級電力電子仿真軟件Plecs對上述電路設計搭建仿真實驗平臺。

從仿真結果可以看到,經過圖騰PFC升壓和功率因數校正,母線電壓穩定維持在400V左右,且輸入電壓電流波形趨近正弦波,電壓電流的相位差減小,經過后級LLC諧振變換器和整流電路后,輸出額定電壓45V至電池側。但母線電壓越大,后級開關管的損耗就越大,整機的效率就越低。

因此在樣機搭建時增加選配電路,在110V市電輸入時,后級LLC變換器選配為全橋LLC,全橋LLC并不改變PFC輸出電容端的母線電壓等級。而在220V市電輸入時,后級LLC變換器選配為半橋LLC,400V母線電壓經過半橋LLC后電壓等級降低一半為200V,進而降低了后級開關管的損耗,提升了整機效率。通過圖14可見電池側電壓電流波形良好,經分析電流THD<5%。

5 樣機實驗證明

通過上述仿真,已初步從理論上驗證了本文所設計的兩級式雙向變流器具有良好的變流性能,接下來通過研制實驗樣機來進一步驗證系統性能以及在110V/220V兩種不同的市電輸入工況下,選配電路是否能顯著提高整機效率。樣機實驗平臺如圖1所示。

所搭建樣機參數如下:額定容量2kW,電網側輸入電壓范圍85VAC-253VAC,電池側額定電壓45V,額定直流母線電壓400V,工作頻率80KHz。

從圖7、圖8可以看到隨著系統帶載的提升,PFC輸入側的電流波形逐漸趨近正弦波,輸入電壓和輸入電流的相位差逐漸減小,功率因數PF明顯提升。圖9為市電不接入的情況下,儲能產品電池對外放電,PCS處于逆變模式,電池測直流45V輸入LLC諧振變換器后輸出母線電壓后經過圖騰PFC反向降壓后經DC-AC環節輸出交流側向目標產品供電。

圖3 Plecs仿真主拓撲界面

根據實驗平臺測量結果,繪制負載比例—整機效率折線圖,可以看到,在負載比例為0.5(半載)時,該儲能PCS的效率接近峰值。因此選擇在半載工況下,經過6組實驗取平均值的方法對比該系統有無選配電路時的整機效率。

表1 半載工況對比有無選配電路的輸入輸出值

*若DC1與DC2相連,則表示存在選配電路,若DC3與DC2相連,則表示不存在選配電路。

從測量結果可以看到,在負載比例為0.5時:增加選配電路的情況下,該儲能變流器的效率

圖4 220V輸入下圖騰PFC升壓輸出母線電壓

可以看到η1>η2,說明在220V工況下后級全橋LLC選配為半橋LLC可以有效減少電路開關管損耗,提高整機效率。

圖5 輸出電池側電壓電流

圖6 樣機實驗平臺

圖7 整流輕載工況下輸入側電壓電流

圖8 整流半載工況下輸入側電壓電流

圖9 逆變滿載工況下輸出側電壓電流

圖10 整機效率-負載比例關系圖

6 結 語

本文提出一種寬范圍電壓輸入下應用于儲能產品中PCS部分的選配電路設計,在分析該儲能變流器拓撲優點和工作原理的基礎上,對該設計進行仿真驗證和樣機實驗驗證,仿真結果與理論分析相一致,經過前級圖騰PFC功率因數校正電路后起到Boost升壓和減小輸入電壓電流相位差的作用,PF值明顯提高。而在110V/220V兩種不同的工況下,通過改變后級LLC諧振變換器的全橋/半橋結構可以降低前級PFC端輸出母線電壓等級,110V工況時后級LLC諧振變換器為全橋LLC,220V工況時后級LLC諧振變換器切換為半橋LLC,從而達到降低母線電壓,減少開關管損耗,提高整機效率的目的。經過樣機實驗驗證后,可以看到在增加選配電路后,整機效率從94.41%提升至95.48%,驗證該方案確實可行有效。