一種低電壓應力和電感電流紋波的準Z源逆變器調制策略

易文靜，羅超逵，羅朝旭，程諄

(1．湖南工業大學電氣與信息工程學院，湖南 株洲 412007；2.貴州電網有限責任公司凱里供電局，貴州 凱里 556099；3.湖南鐵道職業技術學院，湖南 株洲 412001)

0 引言

傳統電壓源逆變器為降壓型變換器，在輸入電壓較低或寬變化范圍的場合下，需要在前級加升壓變換器，這種兩級功率變換器通常會導致系統結構更復雜、成本更高且效率變低[1-4]。Z源逆變器可以克服上述不足，與傳統的電壓源相比，Z源逆變器通過在輸入端和逆變橋中加入Z源阻抗網絡，實現單級升降壓逆變器功能，使得系統結構簡單且成本更低[5-6]。但Z源逆變器仍存在輸入電流不連續、功率器件電壓應力高，以及輸入電源與負載之間沒有公共接地等缺點[7-8]。因此，在Z源逆變器基礎上提出了兩種準Z源逆變器，這兩種準Z源逆變器都有著公共接地的優點，區別在于是否有連續的輸入電流[9-10]。

盡管輸入電流連續的準Z源逆變器有很多優勢，但其功率器件和準Z源網絡中電容的電壓應力仍然很高，同時準Z源網絡電感電流紋波較高。很多研究通過在準Z源逆變器選用高速開關器件來降低電感電流紋波，例如SiC-MOSFET、GaN-HENT和SJ-MOSFET[11-13]。然而，這種方法必須在增加器件開關損耗和降低電感電流紋波之間進行權衡。此外，這種方法的有效性很大程度上取決于電路結構[14]和器件的開關性能[15]。同時，改變調制策略減少電感器電流紋波也十分有效，并且不受電路結構和器件的開關性能的約束。正弦脈沖寬度調制(sinusoidal pulse width modulation，SPWM)[16]策略和空間矢量脈沖寬度調制(space vector pulse width modulation，SVPWM)[17]策略是三相準Z源逆變器實現上下橋臂直通最常用的兩大類調制策略。SPWM策略中最常見的有簡單升壓調制(simple boost control，SBC)[18]策略、最大升壓調制(maximum boost control，MBC)[19]策略和最大恒定升壓調制(constant boost control，CBC)[20]策略。簡單升壓調制策略作為最常用的調制策略實現簡單，計算量小，但存在高電感電流紋波和功率器件承受電壓應力高的缺陷；為了降低SBC策略中的高電壓應力，MBC策略被提出，但這種方法給電感電流帶來了低頻脈動。而CBC策略在降低電感電流紋波的同時不引入低頻脈動，但較窄的調制度范圍使其仍有較高的開關電壓應力。SVPWM策略與SPWM策略相比，增大了調制度的變化范圍，在一定程度上減少了功率器件的電壓應力，但實現起來系統結構更為復雜，計算量變大，系統運行時間明顯變長[21]。文獻[22]提出了一種優化直通時間的SVPWM策略，在一定程度上降低了電感電流紋波，但是計算變得更加復雜，且并未優化系統的電壓應力。

本文基于簡單升壓控制提出一種注入均值信號的調制策略，均值信號為三相正弦調制波最大值和最小值的均值。通過將均值信號注入三相正弦調制波中從而得到新的調制波，再用新的調制波對準Z源逆變器進行控制完成升壓逆變的功能。與簡單升壓控制相比，新的調制策略在減小功率器件和電容電壓應力的同時，有效降低電感電流紋波脈動，有著更優良的綜合性能。

1 三相準Z源逆變器工作原理和簡 單升壓調制策略

三相準Z源逆變器拓撲如圖1所示，準Z源阻抗網絡由電感L1、L2、電容C1、C2和二極管D構成。分析準Z源逆變器工作原理時準Z源阻抗網絡對稱，即L1=L2，C1=C2。準Z源逆變器在一個開關周期中有兩種工作模式，分別為直通模式和非直通模式。這兩種工作模式的等效電路分別如圖2(a)、(b)所示。

圖1 三相準Z源逆變器拓撲

(a)直通狀態

(b)非直通狀態

準Z源逆變器直通時，電感充電，電容放電，有：

vL1=VC2+Vin

(1)

vL2=VC1

(2)

處于非直通狀態時：

Vin=vL1+VC1

(3)

vL2=-VC2

(4)

綜合式(1)—(4)和電感電壓的伏秒平衡原理可得電容電壓VC、直流鏈峰值電壓Vpn分別為：

(5)

(6)

式中：T是一個開關周期的時間；T0為一個開關周期內直通零矢量持續的時間；D0為直通占空比；B定義為升壓因子。式中直流側電壓僅表示電路工作在非直通狀態時的值。

準Z源逆變器的工作狀態不同于傳統電壓型逆變器的工作狀態，準Z源逆變器需要在傳統8個基本工作狀態中添加直通零矢量工作狀態，添加直通零矢量之后傳統的調制策略可適用于準Z源逆變器。簡單升壓調制策略是常用SPWM策略中最簡單的一種，參考信號和逆變橋開關信號如圖3所示。

圖3 一個周期的簡單升壓調制示意圖

為了更直觀地展示調制過程，載波比設置為10。定義調制因數m為三相正弦調制波峰值Vts與三角載波峰值Vtc之比，則m被限制在0≤m≤1。設簡單升壓控制下的三相正弦調制信號為：

(7)

(8)

簡單升壓控制下的升壓因子B、電壓增益G和輸出相電壓峰值vp分別為：

(9)

(10)

(11)

2 注入均值信號調制策略

本文提出的注入均值信號調制策略的實現不同于簡單升壓調制策略，不需要額外的參考信號，通過向三相正弦調制信號注入均值信號就能實現逆變橋的直通，同時獲得低電壓應力和電感電流紋波的特性，圖4為控制示意圖。

圖4 一個周期的注入均值信號調制策略示意圖

(12)

則均值信號v0定義為：

(13)

(14)

對于提出的注入均值信號調制策略，直通占空比D0以π/6為周期變化，用t0(θ)表示直通零矢量總的時間，直通占空比在(0，π/6)內可以表達為：

(15)

(16)

于是升壓因子B為：

(17)

直流鏈電壓Vpn可表示為：

(18)

電壓增益G可由下式計算得到：

(19)

則輸出相電壓峰值vp為：

(20)

圖5為簡單升壓控制和均值注入調制策略下電壓增益G和調制度m的關系示意圖。從圖可知，注入均值分量后，調制度的范圍更寬，同時在同一調制因數下，逆變器能獲得更大的電壓增益。

圖5 調制因數與電壓增益的關系

3 兩種調制策略比較分析

3.1 電壓應力比較分析

簡單升壓控制和均值注入控制策略下的逆變橋功率器件電壓應力Vs、電容電壓和電壓增益G的關系如下。

1)簡單升壓控制：

Vs=(2G-1)Vin

(21)

VC1=GVin

(22)

VC2=(G-1)Vin

(23)

2)均值注入調制策略：

(24)

(25)

(26)

故，在相同電壓增益G和輸入電壓Vin情況下，選取均值注入調制策略時，逆變橋開關器件的電壓應力減少為：

(27)

與此同時，電容電壓減小了：

(28)

圖6和圖7分別是兩種調制策略下電壓增益G與升壓因子B和電容電壓系數VC/Vin的關系示意圖。由圖可知，在同一電壓增益G下，注入均值信號之后可使準Z源逆變器逆變橋功率器件和電容的電壓應力均降低。

圖6 升壓因子B與電壓增益G的關系

(b)電容C2的電容電壓系數

3.2 電感電流脈動比較分析

準Z源逆變器工作在直通狀態時，電感電流可由下式計算：

(29)

工作在非直通狀態下電感電流為：

(30)

由式(29)和(30)可知，電感L1和L2取值相同時兩個電感電流相同，故取L1=L2，此時準Z源逆變器的電感電流脈動為：

(31)

在給定電壓增益G時，準Z源逆變器采用簡單升壓控制策略下的電感電流紋波為：

(32)

而采用均值分量注入后的電感電流紋波為：

(33)

(34)

式中：k1、k2分別為兩種調制策略下的電感電流紋波系數。

圖8為準Z源逆變器在同一輸入電壓時k1、k2與電壓增益G的關系曲線，從圖可以看出，在電壓增益相同時，注入均值分量后的控制策略對應的電感電流紋波系數小于簡單升壓控制策略的電感電流紋波系數，且隨著電壓增益的增大，系數的差值變得越大。

圖8 輸入電壓一定時電感電流紋波系數與電壓增益G的關系曲線

當準Z源逆變器負載端相電壓峰值vp一定時，由式(31)可知簡單升壓控制的電感電流紋波為：

(35)

采用均值注入調制策略的電感電流紋波可表示為：

(36)

其中，k3、k4的表達式為：

(37)

k3、k4和電壓增益G的關系如圖9所示，由圖可知，當輸出電壓一定時，相同電壓增益條件下，簡單升壓調制策略給準Z源網絡電感帶來的電感電流紋波更大，而注入均值分量之后系統電感電流紋波更小。

圖9 同輸出電壓下電感電流紋波系數與電壓增益G的關系曲線

3.3 直流鏈電壓利用率比較分析

直流鏈電壓利用率定義為線電壓基波幅值與直流鏈電壓之比。

簡單升壓控制策略下逆變器輸出A、B相相電壓可以表示為：

(38)

則輸出線電壓基波幅UAB為：

(39)

由此可知調制度為1時，采用簡單升壓控制策略下直流鏈電壓利用率為0.866。

均值注入調制策略下逆變器輸出A、B相相電壓可以表示為：

(40)

則輸出線電壓基波幅UAB為：

(41)

由上述分析可知，相較于簡單升壓控制，注入均值信號控制可以得到更寬范圍的調制因數m和更高的直流鏈電壓利用率，開關器件電壓應力更小，兩個電容承受的電壓更??；在相同的開關頻率下，準Z源逆變器的電感電流紋波會減小，這有利于減少電感值從而減小逆變器體積。

4 仿真分析

為了驗證前述分析，通過MATLAB/Simulink對準Z源逆變器在簡單升壓調制策略和注入均值信號調制策略這兩種調制策略下進行仿真對比。設置仿真參數：令輸入電壓Vin=500 V，準Z源網絡電感L1=L2=5 mH，電容C1=C2=1 000 μF，載波頻率fs=10 kHz，負載R=15 Ω。圖10為準Z源逆變器分別采用兩種調制策略下的直流鏈電壓Vpn，電容電壓VC1、VC2，電感電流iL和輸出相電壓Vp的波形。

由圖10可知，在同輸入功率和同輸出電壓的情況下，兩種調制策略下的平均電感電流相同，為25.5 A。與此同時，簡單升壓控制下的準Z源逆變器直流鏈電壓約為1 030 V，采用注入均值分量后的調制策略直流鏈電壓降低到765.5 V，直流鏈電壓減少了約25.67%。與此同時，注入均值分量后電容電壓VC1、VC2分別為632.3 V和132.2 V，而簡單升壓控制下的對應的兩個電容電壓分別為762 V和264 V，注入均值分量后電容承受的電壓應力更低，可以有效減少電容體積和整個系統的重量。

兩種調制策略下對應逆變橋功率器件電壓應力Vsw和電感電流iL的局部放大圖如圖11所示。由圖可知，逆變橋功率器件承受的電壓應力數值與直流鏈電壓值相同，則與簡單升壓調制策略相比，注入均值分量后逆變器功率器件電壓應力減少了25.67%。此外，簡單升壓控制策略下的最大電感電流紋波為1.973 A，而注入均值分量之后準Z源網絡的最大電感電流紋波減少到1.030 A，降低了約47.8%。由此可以看出，注入均值分量控制策略在達到相同效果下可以降低準Z源系統的最大電感電流紋波，有效減小電感成本。

(a)簡單升壓控制策略

(b)均值信號注入后的控制策略

(a)簡單升壓控制策略

(b)均值信號注入后的控制策略

5 實驗結果

使用RT-LAB實驗平臺進一步驗證所提調制策略帶來的低電壓應力和電感電流紋波效果，DSP控制器選用TMS320F2812型號，三相準Z源逆變器系統由RT-LAB(OP5600)構建，系統參數與仿真參數保持一致。

圖12為傳統簡單升壓調制策略和所提出的均值信號注入調制策略方法的輸出電壓Vp和準Z源網絡電感電流iL波形。由此可知，同輸入功率和同輸入電壓情況下，兩種調制策略對負載作用效果一致。

(a)簡單升壓控制策略

(b)均值信號注入后的控制策略

圖13顯示了當Vin=500 V時準Z源逆變器直流鏈電壓和電容電壓的實驗波形。從實驗波形可知，注入均值信號后準Z源逆變器的直流鏈電壓和電容電壓相較于簡單升壓控制策略下的均顯著降低，和仿真結果保持一致。因此采用注入均值信號分量后的調制策略可使逆變橋功率器件和準Z源網絡的兩個電容承受更低的電壓應力。

(a)簡單升壓控制策略

(b)均值信號注入后的控制策略

逆變器橋的開關管電壓Vsw和電感電流iL實驗波形的局部放大圖如圖14所示。由圖可知，改進的調制策略電感電流脈動明顯減少，最大電感電流紋波顯著降低。與此同時，從Vsw波形可知，逆變橋開關管承受的電壓應力也更小。上述結果表明采用注入均值信號后的調制策略，準Z源逆變器系統有著更低的電壓應力和電感電流紋波。

(a)簡單升壓控制策略

(b)均值信號注入后的控制策略

實驗波形

6 結論

本文針對準Z源逆變器采用簡單升壓控制策略所存在的電壓應力大和最大電感電流紋波高的問題，提出一種注入均值分量的控制策略。這種控制策略可以減小準Z源網絡最大電感電流紋波，同時有效降低準Z源網絡兩個電容的電容電壓和功率器件的電壓應力。通過仿真和實驗驗證，對注入均值信號控制策略和簡單升壓控制策略下的性能進行對比，可以得到：

1)采用注入均值信號控制策略下的電壓應力相較于采用簡單升壓控制策略下的顯著減小，逆變橋功率器件減少約25.67%，電容電壓VC1減少約17.02%，電容電壓VC2降低了49.92%。

2)提出的調制策略所帶來的電感電流紋波性能更優越，在同輸入功率、同輸出電壓情況下電感電流脈動減小，最大電感電流紋波較簡單升壓控制策略下降低了47.8%。