永磁同步電機無位置傳感器控制技術綜述

張國強, 杜錦華

(西安交通大學 電氣工程學院,陜西 西安 710049)

0 引言

永磁同步電機(Permanent Magnet Synchronous Motor,PMSM)具有轉矩密度大、動態性能快以及可靠性高等競爭優勢,已被廣泛應用于工業生產、航空航天及家電等領域[1]。PMSM矢量控制實現的關鍵是準確地獲取轉子位置信息,傳統的角度檢測方法是在電機軸上安裝旋轉變壓器或光電編碼器,通過位置傳感器獲取位置信息。然而,位置傳感器的存在不僅增加了電機驅動系統的體積和制造成本,而且降低了驅動系統的可靠性。

此外,位置傳感器的壽命和可靠性與電機的工作環境有關,高溫或電磁噪聲干擾嚴重的場合都會導致位置傳感器無法正常工作。位置傳感器安裝過程中的人為安裝誤差以及電機運行過程中的碰撞等因素也有可能導致編碼器損壞失效。一旦位置傳感器出現故障,系統便無法獲得準確的閉環反饋量,將導致系統調節功能喪失,整個系統將處于失控狀態,嚴重情況下會使電機失速[2]。以工業生產中的頁巖油開采為例,電機需要在高溫高壓工況下工作,同時還需要應對炸藥爆炸帶來的沖擊,對電機轉子位置檢測的可靠性要求很高,一旦位置信號錯誤,將會導致電機失控,造成嚴重的經濟損失。因此,為解決位置傳感器存在的問題,提高電機的控制性能,許多國內外學者考慮在不使用傳感器的基礎上,研究無位置傳感器控制技術來實現電機正常運行的矢量控制。

根據電機運行的速度范圍,可以將永磁同步電機無傳感器控制策略分為三大類：(1)適用于零低速域的控制策略;(2)適用于中高速域的控制策略;(3)適用于全速域運行的復合控制策略。

電機在零低速域運行時,與電機轉速或位置信息相關的物理量,如磁鏈、反電動勢等幅值非常小,信號的信噪比很低,無法有效提取,通常采用開環起動法和高頻信號注入法控制策略[2-3]。

中高速域運行時,大多基于電機模型來估算,依賴于電機的基波數學模型,通過各種算法對電機數學模型進行處理,獲得與電機轉速或轉子位置角有關的物理量,再從中提取轉子位置信息。主要有磁鏈估計法、滑模觀測器(Sliding Mode Observer,SMO)算法[4]、擴展卡爾曼濾波器算法[5]、模型參考自適應(Model Reference Adaptive Systems,MRAS)法[6]、龍貝格觀測器[7]等。另外,隨著人工智能控制技術的不斷發展,不少學者提出將智能控制算法應用到電機的無位置傳感器控制中,并取得了豐富的成果。

隨著電機無位置傳感器控制技術的不斷成熟,其已逐漸投入實際生產應用中。本文對永磁電機無位置傳感器控制技術在零低速域、中高速域和全速域復合運行三個方面的不同控制算法進行了介紹,并對比分析了不同控制方法的優缺點。

1 零低速域運行控制

永磁同步電機工作在零低速域時,由于反電動勢幅值非常小、信噪比嚴重惡化、控制效果差,難以通過電機模型準確地獲取位置信息[8]。因此可以采用開環法實現永磁同步電機的運行,開環法算法簡單、易于實現且成本低。常見的有開環電壓頻比(V/F)控制技術和閉環電流頻比(I/F)控制技術兩種方法[9-10]。但對于電機起動性能要求較高的場合,如要求電機重載起動和急停,則需要采用閉環控制來實現對電機轉子位置的檢測。通常采用注入額外的信號激勵,利用電機凸極特性實現對轉子位置的辨識。根據注入信號形式的不同,高頻注入法分為旋轉高頻注入法和脈振高頻注入法[11]。

1.1 V/F控制

V/F控制技術能保證電機磁通Φm不變,通過改變電壓頻率,進而對電機進行調速,其控制結構框圖如圖1所示。當反電勢足夠大時,電機定子電阻上的電壓降可以忽略,相電壓大致等于相感應電動勢,相感應電動勢與電流頻率成比例,即：

E≈Us= 4.44fNsKΦm

(1)

(2)

式中：f為定子電流頻率;Ns為定子每相繞組串聯匝數;K為定子繞組系數;Φm為每極氣隙磁通量;E為相感應反動勢;Us為相電壓。

圖1 PMSM的V/F控制結構框圖

開環V/F控制不依賴電機參數,控制結構簡單且成本較低,適用于表貼式永磁同步電機(Surface-Mounted Permanent Magnet Synchronous Motors,SPMSM)和內置式永磁同步電機(Inner-Mounted Permanent Magnet Synchronous Motors,IPMSM)。但實際控制中,V/F曲線一般是通過離線試驗設定的,導致電機在瞬時負載過沖工況下,會出現電流振蕩、電機失步或停轉等問題。針對上述問題,目前的解決方案是利用電機反電動勢或結合觀測器實現對V/F控制的補償。文獻[12]在傳統V/F控制的基礎上提出了E/F控制方法,將電機反電動勢信息應用于起動過程,從而有效抑制電流振蕩,并且該方法不需要坐標變換來解耦電流,可以有效簡化電機起動算法和控制。文獻[13]提出一種混合V/F控制方法,針對電機在輕負載下損耗大、速度和扭矩振蕩的缺點,結合非線性速度觀測器和磁通量觀測器估計的速度和扭矩來補償V/F控制,從而提高控制性能。

1.2 I/F控制

相比于V/F控制,I/F控制結構具有電流閉環調節器,能夠解決V/F控制中電流不受控的問題。I/F控制的基本思想是利用電機的“轉矩-功角自平衡”特性,如式(3)所示。通過保持電流閉環來保證電流穩定,直接控制轉矩電流,轉子位置通過積分給定的電流頻率獲得,在避免電流過大的同時,提高了電機的輸出轉矩能力。其控制結構框圖如圖2所示[14]。

(3)

圖2 PMSM的I/F控制結構框圖

I/F控制下的起動過程主要分為三個階段：預定位階段、勻加速階段和達到指定速度后的恒速運行階段[15],控制過程如圖3所示。當電磁轉矩與負載轉矩平衡時,PMSM將以給定的速度和恒定的θL穩定運行。如果外部環境導致負載轉矩大于電磁轉矩,則電機速度將降低,角度θL將變小,根據圖3和式(3),電磁轉矩將增加,使轉子加速直到系統達到新的平衡。當負載轉矩減小時,類似的自穩定機制也將起作用。I/F控制的優勢在于在電流閉環的約束下,實際電流會隨著給定電流的變化而變化,因此也能避免系統過流。

圖3 I/F控制過程

文獻[16]針對電機在低速運行時,反電動勢幾乎為零因此無法用來估算電機位置的問題,把I/F控制方法用于電機的起動和速度斜坡上升階段,為電機提供了一種簡單、穩定且低成本的起動方法。文獻[17]提出一種帶補償環路的I/F起動方法,在電機運行到一定轉速后,使用電流幅值補償環路,將電流矢量移動到q軸,并在負載變化時保持電流不變,從而抑制負載擾動,實現電機向中高速的平穩過渡。I/F控制雖解決了V/F控制中電流不受控制的問題,但本質上還是開環控制,存在穩定性差導致電機失步的缺陷,因此僅適用于對電機起動性能要求不高的場合。當無位置傳感器應用于低速重載伺服系統中時,需采用高頻注入的方法來滿足無位置傳感器的控制要求。

1.3 高頻旋轉電壓信號注入法

高頻旋轉電壓信號注入法是通過往兩相靜止α-β坐標系中注入兩相正交電壓信號,激勵出因轉子凸極導致的高頻電流響應,再通過濾波器對電流信號解耦得到轉子的位置信息。假定在兩相靜止坐標系下注入的高頻電壓頻率為ωi,幅值為Vi,則注入的信號可表示為

(4)

高頻旋轉電壓信號注入法實現框圖如圖4所示。該方法將高頻信號直接注入到兩相靜止坐標,不需要提前估計轉子位置,因此該方法具有很好的穩定性。然而高頻旋轉注入法對電機轉子凸極特性具有較強的依賴性,在轉子位置信息的提取過程中,多個濾波器的使用降低了系統帶寬和動態性能,同時產生的相位延遲會導致估算精度降低。而且該方法容易受到系統延時以及逆變器非線性等非理想因素的影響。

圖4 高頻旋轉電壓信號注入法實現框圖

為此,文獻[18]針對高頻旋轉注入法在轉子位置解調中使用濾波器導致的估算誤差,提出利用正序電流分量進行在線補償的方法,提高了位置估計精度。文獻[19]提出了一種基于自注入諧波信號的估算方法,此方法不需要額外注入高頻信號,消除低通濾波器(Low-Pass Filter, LPF)對估算位置的影響,從而提高轉子位置估算的精度。文獻[20]為了減輕起動過程中高頻電壓注入帶來的噪聲,同時保證足夠的信噪比和帶寬,采用多頻注入策略,用電流幅值位置解調方法代替傳統的相位解調方法,通過離散傅里葉變換計算得到的三相高頻電流幅值來檢測轉子扇區。無需參數調整,只需在注射周期的一半內即可獲得初始位置。

1.4 高頻脈振電壓信號注入法

高頻脈振電壓信號注入法是在估計的同步旋轉坐標系的d軸上注入高頻余弦電壓信號,如式(5)所示。然后采用低通和帶通濾波器提取出包含轉子位置信息的電流信號,經過處理得到轉子位置的估算值,其實現框圖如圖5所示。相比于高頻旋轉電壓信號注入法,高頻脈振電壓信號注入法結構簡單,受逆變器非線性的影響小,對電機轉子的凸極結構依賴程度低[21]。

(5)

高頻注入法可以在靜止狀態下辨識轉子的位置信息,但由于其在信號的解調過程中使用了LPF,可能面臨收斂時間長以及系統穩定性有限的問題。文獻[22]通過使用高頻正序和負序電流來提高包含位置信息的電流信號的利用率,從而提高饋送到轉子位置觀測器的位置誤差信號的信噪比(Signal to Noise Ratio,SNR), 并且消除了由系統延遲引起的電流直流偏置分量。文獻[23]提出了一種直接信號解調方法來代替傳統的同步信號解調方法,解決了位置估計過程中的LPF問題,同時利用遞歸離散傅里葉變換(Recursive Discrete Fourier Transform,RDFT)的幅度歸一化技術,減小注入信號和電機參數的影響。文獻[24]提出將二階廣義積分器(Second Order Generalized Integrator,SOGI)和陷波濾波結合起來形成改進的廣義二階積分器來代替帶通濾波器,不僅增強了其諧波衰減能力,而且擴大了位置觀測器的閉環帶寬。文獻[25]從控制器方面入手,利用模型預測控制代替速度環比例積分(Proportional-Integral,PI)控制,降低了濾波器帶來的相位滯后影響。

圖5 高頻脈振電壓信號注入法實現框圖

上述4種零低速域無位置傳感器控制方法的優缺點對比如表1所示。

表1 零低速域無位置傳感器控制方法優缺點對比

2 中高速域運行控制

永磁同步電機中高速域運行時,隨著電機轉速的升高,反電動勢檢測變得容易,根據電機的基波模型就能估計轉子位置。這一類算法包括磁鏈估計法和各種基于觀測器的算法以及一些人工智能控制算法[26]。

2.1 磁鏈估計法

磁鏈估計法是基于定子坐標系下的電壓方程,通過測量電機的相電壓、電流,結合電感和定子電阻等參數信息,積分得到磁鏈信息,最后通過反正切函數直接計算出轉子位置信息的方法,其計算過程如式(6)和(7)所示。該算法實現的關鍵是獲得一個準確的轉子磁鏈矢量,并利用其來推導出轉子位置信息。磁鏈估計法的基本框圖如圖6所示。

(6)

(7)

圖6 磁鏈估計法的系統框圖

式中：ψs為定子繞組磁鏈矢量;ψf為永磁體磁鏈矢量;us為定子電壓矢量;Is為定子電流矢量;Lαβ為繞組電感;Rs為繞組電阻;ψfα和ψfβ分別為ψf在α和β軸的分量;θe為轉子位置角。

磁鏈估計法具有計算速度快,過程簡單直接,實現簡單等優點。但是比較依賴電機參數,且包含純積分環節,會導致估算的磁鏈精度降低。針對這一問題,文獻[27]在傳統磁鏈估計法的基礎上,提出利用一階慣性濾波器來濾除積分偏移,并通過鎖相環(Phase-Locked Loop,PLL)來消除由轉矩脈動引起的轉子位置和轉速波動,提高系統穩定性。文獻[28]利用電機轉子磁鏈和定子電流構建了一種轉子磁鏈滑模觀測器,并借助鎖相環對轉子位置和轉速進行進一步估算,避免引入反正切函數和微分運算帶來的位置估算不精確問題。

2.2 滑模觀測器算法

滑模觀測器(SMO)算法是基于滑模變結構控制理論,其特點在于對非線性系統的處理能力能適應系統自身參數的變化[29]。在PMSM矢量控制系統中,轉子位置信息與電機反電動勢相關,滑模觀測器的設計思路是通過電機定子電流與電壓信號作為觀測器的輸入,利用檢測到的實際電流和估算電流之間的誤差構建一個滑模切換面s(x),當估算電流和實際電流的偏差為零時,通過開關函數進行高頻切換,保證系統能夠穩定在滑模面上。傳統滑模觀測器中的切換函數為開關函數sign(·),構建的α-β坐標系下的電流滑模觀測器為

(8)

圖7 基于SMO的轉子位置估計框圖

基于SMO的轉子位置和速度估計框圖如圖7所示。SMO設計響應快、算法簡單易實現且對電機參數具有魯棒性,受外界干擾因素小。但由于SMO在構建過程中使用了不連續開關函數,因此在控制過程中存在抖振現象。為了盡可能地減弱SMO抖振現象對控制性能的影響,國內外研究人員提出了多種方法。文獻[29-31]對滑模觀測器中使用的開關函數進行了改進,替換開關函數以降低抖振;另外還可以通過采用高階滑?；蚶面i相環來抑制SMO抖振現象。文獻[32]提出了一種用于SPMSM位置估計的高階終端SMO,設計終端滑動模面,實現狀態變量的有限時間收斂,并采用高階滑?？刂坡蓪崿F抖振抑制。文獻[33]提出了一種基于高階超扭曲觀測器(Higher-Order Super-Twisted Observer,HOSTO)的非奇異快速終端滑模(Non-Exotic Fast Terminal Slide Mold,NFTSM)控制策略,以獲得永磁直線同步電機位置調節快速、精確的跟蹤性能。文獻[34]通過超扭曲滑模觀測器獲取轉子位置信息,基于內?？刂圃硪攵A廣義積分器,在保證估算擴展反電動勢準確性的同時又能夠有效抑制抖振。

2.3 模型參考自適應法

模型參考自適應(MRAS)法由電機的參考模型、可調模型和自適應規則組成[35]。在PMSM無位置傳感器控制中,將確定參數的電機本體設為參考模型,電機基本數學模型設為可調模型,通過適當的自適應規則算法調整可調模型和參考模型之間的誤差,進而獲得電機的位置信息[36]。由于控制過程與轉子的凸極性無關,因此該方法既適用于SPMSM,也適用于IPMSM。MRAS的電機模型如式(9)所示,基于MRAS的轉子位置估計框圖如圖8所示。

(9)

圖8 基于MRAS的轉子位置估計框圖

MRAS法易于實施,在中高速范圍內表現良好。但是在某些情況下,電機出廠時銘牌提供的PMSM參數存在錯誤,并且電機參數可能會因長期運行過程中的高溫和退磁而發生變化。這種參數的不準確性導致實際永磁同步電機模型與MRAS中使用的數學模型之間存在偏差,從而影響轉子位置估計[37]。

由于對參數變化的敏感性,MRAS法在使用過程中受到限制。文獻[38]在傳統MRAS方法的基礎上,在參數部分增加了參數識別模塊,提高了系統的精度和穩定性。文獻[39]利用灰狼優化(Gray Wolf Optimization,GWO)算法對MRAS得到的速度自適應律的PI控制器參數進行優化,提高了無傳感器控制系統的性能。文獻[40]提出基于電磁轉矩的MRAS轉子速度估計器,提高了低速區域和機器參數不確定期間的速度和位置估計性能。文獻[41]提出一種基于模型參考自適應系統的多參數估計方法,用于降低PMSM中參數變化對無位置傳感器控制性能的影響。

2.4 擴展卡爾曼濾波器算法

擴展卡爾曼濾波器(Extend Kalman Filter,EKF)算法是在卡爾曼濾波的基礎上,利用含噪聲的信號對永磁同步電機的動態系統進行實時觀測的一種非線性的估算方法[42]。其主要思想是利用測量值校正狀態變量的預估值,得到其最優濾波估計,即最優濾波估計=預測值+校正值。擴展卡爾曼濾波器實現電機無位置傳感器控制的結構框圖如圖9所示。

圖9 擴展卡爾曼濾波器算法實現框圖

擴展卡爾曼濾波器算法本質上是一種遞推算法,利用已知可以測量的信號,通過軟件編程的方式,實現電機轉子位置的估算。與其他無位置傳感器控制方法相比,擴展卡爾曼濾波器算法能夠有效地削弱干擾和噪聲,抗干擾能力強,便于數字化。但該方法的計算過程較為復雜,需要進行大量的矩陣計算,對電機參數敏感,因此其應用受到限制。

文獻[43]采用現場可編程門陣列(Field-Programmable Gate Array,FPGA)+數字信號處理(Digital Signal Processing,DSP)實現擴展卡爾曼濾波器算法在電機無位置傳感器控制中的應用。文獻[44]在擴展卡爾曼濾波器算法的基礎上采用自適應協方差預測,去除了EKF中的原始協方差檢查,從而減輕了計算負擔。文獻[45]提出基于FPGA的并行降階EKF算法,實現了電機轉子位置信息的估算,提高了控制算法的執行速度,減少了芯片中使用的邏輯元件。

2.5 龍貝格觀測器算法

龍貝格觀測器是狀態觀測器的一種,基于系統模型,利用可測量的輸入變量和輸出變量來重構不能直接測量的狀態并進行狀態反饋,通過配置極點來控制系統的收斂速度和穩定性。在PMSM無位置傳感器控制中,龍貝格觀測器基于電機的數學模型,以觀測的電壓uαβ和電流iαβ作為輸入狀態變量,通過修正積分算法來消除積分引起的誤差,從而獲得估計的反電動勢量,實現電角度和速度的觀測[46]。其算法實現框圖如圖10所示。

圖10 龍貝格觀測器算法實現框圖

由于龍貝格觀測器是基于電機數學模型構建的狀態觀測器,對電機參數的依賴性較大。文獻[47]針對電機參數在實際運行中的變化對觀測器性能的影響,在電感L、磁通ψ已知,定子電阻R未知的永磁同步電機的轉子位置估計條件下,利用龍貝格觀測器對其動態部分和靜態部分的結果進行優化處理。文獻[48]提出了一種靜止坐標系下離散域龍貝格觀測器設計方法,通過離散域極點直線平移法設計增益矩陣保證了觀測器穩定且具有較快的收斂速度,實現在低載波條件下的穩定運行。

2.6 人工智能算法

人工智能算法,在過去幾年得到了長足發展,隨著人工智能的興起,將智能控制用于估計電機轉子位置和轉速,引起了學者的廣泛關注[49]。

文獻[50]將基于機器學習的神經網絡算法用來獲取相電流和電壓以及與轉子位置相關聯的數據集。文獻[51]通過自適應線性神經網絡濾波器來濾除擴展反電動勢中6k± 1次諧波。文獻[52]構建了基于改進的反向傳播神經網絡算法的開關磁阻電機的轉子位置模型,實現其轉子位置信息的估算。文獻[53]提出利用BP神經網絡算法對基于MRAS的無位置傳感器控制算法進行改進,通過BP神經網絡設計自適應律,輸出辨識轉速,實現電機的位置估算。

上述6種中高速無位置傳感器控制方法的優缺點對比如表2所示。

表2 中高速無位置傳感器控制方法優缺點對比

3 全速域運行控制

從上述控制方法可以看出,目前還沒有一種單一的無位置傳感器控制策略能夠實現電機從零低速域起動到中高速域的全速域運行控制。另外,通過對電機在不同轉速域運行范圍下的控制方法的優缺點對比可知,不同控制策略在不同的應用場合有著各自的優異性能。同時考慮到電機處于靜止狀態和運動狀態的位置辨識方法完全不同,目前工程上實現電機無位置傳感器全速域控制的主要思路是將零低速域和中高速域的不同控制策略進行組合,根據不同的轉速切換策略以實現電機的全速域運行。永磁電機全速域運行下的復合控制結構框圖如圖11所示。

圖11 電機全速域運行下復合控制結構框圖

3.1 基于I/F控制的復合控制算法

文獻[54-55]提出了I/F控制與SMO控制相結合的復合控制算法。在電機低速域,采用I/F控制,中高速域采用SMO控制,并通過設計適當的過渡狀態實現兩種控制策略的平滑過渡。

文獻[56]將I/F控制與磁鏈法相結合,并在電機加減速過程中,設置基于滯環切換的轉速過渡區,實現電機全速域穩定平滑運行。文獻[57]通過應用二次擴展反電動勢(Quadratic Extended Back Electromotive Force,QBEMF)模型,將基于注入和基于模型的位置估計算法組合成全速運行的通用無傳感器控制策略,通過通用估計器估計轉子位置,實現速度無縫轉換和全速域無傳感器運行。

3.2 切換方式

3.2.1 加權系數切換法

加權系數切換法的基本原理是：當轉子速度高于切換區間的上限時,采用中高速的無位置傳感器控制方法進行控制;當速度低于切換區間的下限時,采用零低速的無位置傳感器控制方法進行控制;當估計速度在切換區間內時,采用兩種算法結果的加權值來保證兩種方法的平滑切換。同時,切換區的下限速度應高于控制算法在中高速下運行的最低速度,而切換區的上限速度應低于控制算法在零低速下起動的最高速度。為了保證開關區的位置和速度信號不發生跳躍,要求兩種方法在開關區的速度和位置誤差基本相同。其系統結構框圖如圖12所示。

圖12 加權系數切換法系統結構框圖

文獻[58]在零低速域采用脈振高頻電壓信號注入法以實現電機快速起動;在過渡區采用加權平均值復合控制以實現由低速區向中高速區的平滑切換;中高速域采用模型參考自適應算法。確保電機在全速范圍內準確識別轉速和轉子位置,減小轉矩脈動并且提升電機的帶載能力和低速性能。

3.2.2 滯環開關切換法

滯環開關法的切換策略如圖13所示。轉速1和轉速2分別為過渡區的下限和上限轉速,當速度上升到一定時,在一定的時間內,估計位置從零低速時的無位置傳感器估計算法快速切換到中高速時的無位置傳感器估計算法。

圖13 滯環開關切換法系統結構框圖

文獻[59]在低速階段采用脈振高頻注入法;中高速階段采用滑模狀態觀測器,設計滯環平滑切換策略,以實現電機全速域無位置傳感器運行,并設計擴張狀態觀測器(Extended State Observer,ESO)來實現對負載轉矩的估算和補償。

4 結語

永磁同步電機無位置傳感器控制的主要作用是實現電機轉子位置的檢測和估算。零低速域下的無位置傳感器控制方法目前還是以高頻注入為主,通過借助電機的凸極效應實現轉子位置的估算;中高速域下,控制主要依靠電機基波模型的性質,借助各種觀測器實現轉子位子的估算;全速域下主要采用復合控制技術實現電機轉子位置的估算,其難點是如何保證轉速過渡區的平滑切換。

綜上所述,根據永磁同步電機不同轉速下的無位置傳感器控制策略,未來可能有以下發展趨勢：

(1) 永磁同步電機的零速帶載起動問題一直是無位置傳感器控制的難點,當電機處于重載起動工作狀態時,電機受到鐵心飽和以及交叉耦合現象的影響,轉子凸極性減弱,高頻注入法對轉子位置估計的效果變差。因此如何改善高頻注入法對電機的位置辨識是一個研究方向。

(2) 針對電機在超高速運行工況下,受功率開關器件開關頻率以及成本的限制,實現低載波比控制下的電機位置信息的精確估算,是未來無位置傳感器控制的一個研究方向。

(3) 針對電機全速域無位置傳感器復合控制算法,如何確保電機在靜止和運動狀態的控制策略切換時平穩運行也是未來無位置傳感器控制的一個研究方向。

Review of Position Sensorless Control Technology for Permanent Magnet Synchronous Motors

ZHANG Guoqiang, DU Jinhua*

(School of Electrical Engineering, Xi’an Jiaotong University, Xi’an 710049, China)

Keywords： permanent magnet synchronous motor; rotor position information; position sensorless; full-speed domain operation

Position sensorless motor drives have attracted increasing attention in academia and industrial applications due to their advantages of low cost, high reliability, simple hardware circuits, and low maintenance requirements. It is important to study the high performance PMSM position sensorless control system with low audible noise, high control accuracy and wide speed range. With the continuous maturity of motor position sensorless control technology, it has been gradually put into practical production applications.

When the permanent magnet synchronous motor works in the zero-low speed domain, the amplitude of the reverse electromotive force is very small, the signal-to-noise ratio is seriously deteriorated, the control effect is poor, and it is difficult to accurately obtain the position information through the motor model. Generally, the high-frequency signal injection method is adopted, and the injected high-frequency voltage signal generates a high-frequency current signal with the same frequency. Based on the convex polarity of the motor, the high-frequency current signal contains the position information of the rotor, and the rotor′s position information can be obtained through a series of signal analysis and processing, such as filtering, rotary transformation, and vector fork multiplication of the current signal. Additionally, open-loopV/ForI/Fcontrol can be adopted to achieve the motor rotor position estimation.

As the motor speed increases, the amplitude of the motor fundamental wave increases, the detection of the reverse electromotive force becomes easy, and the rotor position can be estimated based on the motor fundamental wave model. When the motor works in the medium-high speed domain, the mathematical model of the motor is processed by various algorithms to obtain the physical quantities related to the motor speed or rotor position angle, and then the rotor position information can be extracted from it. Such algorithms include the magnetic chain estimation method, the extended Kalman filter, the sliding mode observer, the model reference adaptive, the Luenberger observer, and some artificial intelligence control algorithms.

For the full-speed domain operation of the motor, the composite control technique is mainly used to realize the estimation of the rotor position of the motor, and the difficulty is how to ensure the smooth switching of the speed transition zone.

In this paper, different control algorithms for permanent magnet motor position sensorless control technology in three aspects of zero-low speed domain, medium-high speed domain and full-speed domain composite operation are introduced, as shown in Fig.1. The advantages and disadvantages of different control methods are also compared and analyzed. Finally, the future development trend of position sensorless control technology for permanent magnet synchronous motor is prospected, and the key problems of follow-up research are pointed out.

Fig.1 Block diagram of composite control structure under full speed domain operation of motor