具有電壓尖峰抑制能力的高增益Y 源逆變器?

房緒鵬，王煦超，趙冰冰，張勝男

(山東科技大學電氣與自動化工程學院，山東 青島 266590)

傳統電壓、電流源逆變器雖然已得到廣泛應用，但仍存在許多缺點，如輸出電壓范圍有限、發生開關管死區延遲或受到電磁干擾時易造成橋臂瞬時開路或短路等。阻抗源逆變器的出現很好地解決了上述問題。Z 源逆變器(Z-Source Inverter，ZSI)[1]允許同一橋臂開路或者短路，為按需升壓或降壓提供了一種機制，但其啟動電流大、輸入電流不連續的缺點限制了其應用和發展。準Z 源逆變器(Quasi Z-Source Inverter，q-ZSI)[2]、含有開關電感的Z 源逆變器[3－4]以及含有兩繞組耦合電感的Trans-Z、Γ-Z 源逆變器[5－7]的出現改善了上述不足，并提升了電壓增益。將三繞組耦合電感應用到電路中便形成了具有代表性的Y源逆變器(Y-Source Inverter，YSI)[8]及改進型Y 源逆變器(Improved Y-Source Inverter，I-YSI)[9]，I-YSI 結構如圖1 所示，它擁有更加靈活的匝數比和更高的電壓增益，因此獲得廣泛應用。然而，耦合電感的引入必然產生泄漏電感，當開關管動作時，逆變橋兩端會產生很大電壓尖峰，既對開關管的耐壓和耐高溫能力提出嚴苛要求，還會產生額外損耗。

圖1 I-YSI 拓撲結構

為減少泄漏電感，可將耦合電感由Y 型改為△型[10]，但△型結構會使三繞組耦合電感形成獨立回路，限制了匝數比選擇的靈活性。另一種降低漏感影響的方法是增設緩沖電路，文獻[11]將緩沖電路分為有源與無源兩種，無源緩沖電路無需額外的控制與驅動部分，因此更加簡便實用。文獻[12]提出的無源緩沖電路僅需增設一個箝位二極管，但只能消除部分電壓尖峰，且不具有泛用性。文獻[13]中無源緩沖電路與原電路組成Buck-Boost 結構，可將直流鏈電壓尖峰中能量回饋到主電路，但其元件參數要求嚴格，當電路發生波動時，現有的緩沖電路可能失去作用。文獻[14]、文獻[15]提出的緩沖電路適用于各類含耦合電感的阻抗源結構，既能有效抑制電壓尖峰，還可提升電壓增益，文獻[16]提出僅由電容和二極管組成緩沖電路，是對前二者的簡化，雖不能提升電壓增益，但損耗更小，效率更高。

基于上述文獻，本文提出一種具有母線電壓尖峰抑制能力的高增益Y 源逆變器(Peak Suppression Improved Y-Source Inverter，SI-YSI)，既能有效減小元件應力，提升電壓增益，還能夠回收漏感能量，抑制直流鏈電壓尖峰。

1 逆變器拓撲及母線電壓尖峰分析

1.1 I-YSI 母線電壓尖峰分析

I-YSI 拓撲結構如圖1 所示，含有耦合電感漏感的I-YSI 等效電路如圖2 所示，為方便分析，將逆變橋等效為單一開關SW，負載等效為電流源，SW 的導通時間與整個周期的比值定義為導通占空比d。當電路由直通狀態進入非直通狀態時，直流母線的電流突變，耦合電感各繞組中電流也隨之迅速改變，進而導致漏感兩端產生很大的電壓差。

圖2 I-YSI 等效電路

I-YSI 工作在直通狀態時，各繞組中電流分別表示為:

工作在非直通狀態時，各繞組中電流分別表示為:

式中:K＝(N1＋N2)/(N2－N3)，為耦合電感匝數比。

對比式(1)、式(2)發現，逆變器的開關管動作后，各繞組中電流變化很大，系統功率提高時，電流變化將進一步加大。根據漏感的伏安關系VLk＝LK(diLk/dt)，迅速變化的電流在漏感兩端產生很大的感應電壓，最終作用在直流母線上，產生電壓尖峰。

1.2 SI-YSI 工作過程及母線電壓尖峰抑制原理

SI-YSI 拓撲結構如圖3 所示，左側為新型Y 源結構，可有效減小元器件應力；右側為附加緩沖電路，不但能回收泄漏能量，抑制直流鏈電壓尖峰，還能進一步提升電壓增益。

圖3 SI-YSI 拓撲結構

含等效漏感的SI-YSI 在一個周期內的各工作狀態如圖4 所示，對應一個周期內[t0～t1]、[t1～t2]、[t2～t3]、[t3～t4]四個時段，各時段電路中簡化關鍵波形如圖5 所示。

圖4 SI-YSI 各工作狀態圖

圖5 SI-YSI 簡化關鍵波形圖

圖4(a)所示直通狀態[ST(a)]:t0時刻，開關SW 因回路中電感的緩沖作用而發生零電流導通，二極管D1雖導通，但流過其電流迅速下降。二極管D2則承受反壓保持關斷。

圖4(b)所示直通狀態[ST(b)]:開關SW 保持導通，二極管D1中電流在t1時刻降至0 而關斷，D2保持關斷。輸入電感Lin、輸出電感Lo以及等效磁化電感LM在此期間線性充電，流過耦合電感的電流達到最大值，電容C1～C4在此期間線性放電。

圖4(c)所示非直通狀態[NST(c)]:開關SW在t2時刻關斷，二極管D1、D2導通。從電流角度來看，逆變器直流母線電流此刻發生突變，但與I-YSI相比，變化的電流除了通過耦合電感，還通過二極管D2、電容C3進行分流，所以流經漏感電流變化緩慢，產生的感應電壓較低。從電壓角度來看，D2導通后，逆變橋、電容C3、C4形成了箝位回路，使直流母線電壓尖峰得到很好的抑制。

圖4(d)所示非直通狀態[NST(d)]:二極管D1保持導通，D2關斷。D1導通使互感線圈N1、N2、漏電感LK上的電壓受到C2箝位保持不變。直流鏈電壓此時等于電容C3、C4的電壓以及二極管D2上一個很小的反電壓。

與I-YSI 相比，SI-YSI 在每個周期內存在一個持續時間較長的NST(c)狀態，此狀態既給耦合電感中漏感電流變化提供了充足時間，又存在直流母線電壓箝位回路，保證了直流母線電壓尖峰的抑制。

2 穩態性能分析及對比

2.1 電流分析

由圖5 不難發現，SI-YSI 各工作狀態下的電流分度很大，由電流計算不但能夠得到NST(c)狀態在一個周期內的占比，還能得到各元器件的電流應力。

ST(a)狀態持續時間極短，可省略此過程，從ST(b)狀態開始，各電容電流表達式為:

NST(c)狀態下，流過電容C1和C2的電流線性變化，流過電容C3和C4的電流因D2的導通而發生突變，表達式為:

NST(d)狀態，流過電容C1～C4中電流均為恒定，表達式為:

由耦合線圈電流關系和基爾霍夫電流定律可得:

一個周期內對電容C1～C4電流使用安秒平衡原理，有:

求解上式得:

式中:a是NST(c)狀態在一個周期內所占比例，定義其為非直通比例系數。Iin定義為輸入電流在一個周期內的平均值。由式(8)可知，非直通比例系數a受K和d的影響，現實中往往要求d取較小值，此處設K為3，當d小于0.5 時，NST(c)狀態在一個周期內的占比不低于0.25，此狀態較高的時占比給耦合電感中漏感電流變化提供了充足時間。

另將式(9)、式(10)分別回代到ST(b)狀態，可得到三繞組耦合電感的電流最大值，其表達式為:

2.2 電壓分析

由基爾霍夫電壓定律，選擇合適的回路，可從ST(a)、ST(b)狀態得出相同電壓關系式:

NST(d)狀態中，二極管D2雖保持關斷，但其反電壓近乎為0，所以將此狀態與NST(c)合并計算，電壓關系式為:

由互感線圈電壓與匝數比關系可得:

一個周期內對輸入、輸出電感以及互感線圈N1使用伏秒平衡原理，有:

求解上式得各電容電壓及輸出直流鏈電壓:

逆變器輸出交流電壓峰值與直流鏈電壓關系為:

式中:B＝1/[1－(2＋K)d]，為升壓因子，M為調制因數。

2.3 穩態性能對比

由上兩節可得SI-YSI 主要元器件電壓及電流應力表達式，將其總結在表1 中并與I-YSI 進行對比。二者的直流鏈電壓增益對比如圖6(a)所示，圖中坐標為同一種變量的比值或無量綱常數，均無單位，可以看出，在直通占空比和耦合電感匝數比相同情況下，SI-YSI 具有更高的電壓增益。

表1 兩種逆變器穩態性能比較

圖6 I-YSI、SI-YSI 穩態性能對比(K＝3)

為方便比較其他元件應力，規定兩逆變器的輸出直流鏈電壓相同，即線圈匝數比需滿足Kc＝K＋1，Kc為I-YSI 耦合電感線圈匝數比。由表中數據可知，SI-YSI 中互感線圈N1、N2的電流應力更小，而N3及逆變橋直通時電流應力則與I-YSI 中對應值相等。因此，無論是匝數比還是電流應力，SI-YSI 對互感線圈選型都提出了更少的要求。兩逆變器電容C1、C2的電壓應力對比如圖6(b)、圖6(c)所示，SIYSI 中兩電容電壓應力更小，額外增加的兩個電容C3、C4的電壓應力也較小。此外，SI-YSI 中二極管D1承受反壓相對有所減小，其值仍較大，而新增二極管D2電壓應力相對較小。

3 額外損耗分析

與I-YSI 相比，SI-YSI 中改進Y 源結構無新增元器件，但緩沖電路多使用了一個電感、一個二極管和兩個電容，產生了額外的損耗，其中二極管、電感損耗較高，而電容的損耗較低，所以在計算中將其忽略。

3.1 二極管損耗分析

二極管D2的損耗主要有導通損耗和截止損耗，分別表示為:

式中:Vf為正向導通壓降，IR為反向漏電流。由于二極管D2在NST(d)狀態承受反壓幾乎為0，所以VD2僅為逆變器直通時二極管D2所承受反壓。

3.2 電感損耗分析

電感的損耗主要由磁芯損耗和線圈銅耗組成。

磁芯損耗為:

式中:Ae為磁芯截面積，le為磁路長度，PL為磁芯損耗密度，可從磁芯損耗表或曲線中得出其計算式:

式中:a、b、c是由磁芯損耗曲線契合度決定的常數[17]，f為電感電流的頻率，磁感應強度B由下述擬合公式給出:

式中:d、e、g、j、k、x為磁化曲線決定的常數[17]，磁場強度H與電感電流均值Iav、波動值ΔI及線圈匝數N有關:

電感的銅耗由電感電流有效值IL及線圈電阻RL產生:

最終，SI-YSI 的額外損耗表示為:

4 實驗驗證

基于理論分析，本文搭建了圖7 所示I-YSI 及SI-YSI 實驗樣機，由TMS320F28335 型號DSP 產生控制信號，通過DA962D 驅動電路進行驅動，實驗參數如表2 所示，實驗波形如圖8～圖11 所示。

表2 實驗參數

圖7 I-YSI、SI-YSI 實驗裝置圖

圖8 I-YSI、SI-YSI 輸出直流鏈電壓

圖8 為I-YSI、SI-YSI 輸出直流鏈電壓波形，可以看出，SI-YSI 輸出直流鏈電壓更高(理論值60 V)，而且當逆變器由直通轉換到非直通狀態時，I-YSI 因漏感作用產生了電壓尖峰，SI-YSI 的電壓尖峰得到明顯抑制。

圖9、圖10 所示電流波形中，NST(c)與NST(d)兩狀態區分明顯，NST(c)狀態的周期占比約為0.44，與理論計算結果相符。其中各互感線圈電流在本工作狀態下變化緩慢，不至使漏感兩端感應出過高的尖峰電壓，線圈電流峰值與表1 數據相符。

圖9 輸入電感電流波形及互感線圈電流波形

圖10 二極管D1、D2 電流及電壓波形

圖10(c)、(d)分別為二極管D1、D2電壓波形(理論值分別為180 V、60 V)，D2電壓波形及直流鏈電壓波形在整個非直通狀態沒有明顯波動，驗證了理論分析所述，NST(d)狀態D2雖保持關斷，但所承受反壓幾乎為0。

圖11 為SI-YSI 輸出交流電壓波形(理論值為52.8 V)，其數值及上述各實驗數值相對理論值均存在一定偏差，主要是受到泄漏電感、線路阻抗、器件壓降影響，選擇更加精密的元件以及采用PCB 制板將在一定程度上減小偏差。另外，如圖12 所示，提高系統功率水平也將使各類損耗所占比重降低，進而提升系統效率。

圖11 輸出交流電壓波形

圖12 不同功率水平下逆變器損耗及效率

圖12 還給出了SI-YSI 在各功率水平下的總損耗及緩沖電路損耗，雖然兩種損耗都隨系統功率水平提高而升高，但新增緩沖電路損耗占總損耗的比重始終較低。

5 結論

本文提出一種具有直流母線電壓尖峰抑制能力的高增益Y 源逆變器，可廣泛應用于分布式光伏并網發電、燃料電池、交流調速等領域。理論分析及實驗證明本逆變器具有如下特點:

①電壓增益高，元件電壓、電流應力小，可在滿足輸出高電壓需求的同時，減小元器件的選型壓力。

②緩沖電路使開關管兩端的直流鏈電壓尖峰得到有效抑制，從而降低了開關損耗，減小了對開關管的損害。

③緩沖電路還可進一步提升電壓增益，并且損耗較小，保證了逆變器的工作效率。