基于雙重約束的并網逆變器電流自動化控制方法研究

陳志剛，高 冰，李 濱，楊曉磊

（1.黑龍江工程學院 理學院，哈爾濱 150050；2.國網哈爾濱供電公司，哈爾濱 150028）

能源需求不斷提升，在節能減排的發展理念下，可再生能源大量并網，例如太陽能和風能等。為保證并網后的能源服務質量，會采用并網逆變器對直流電能進行轉換[1]。并網逆變器是電力系統中接入光伏系統后，用于實現能量交換的重要裝置之一，其能夠將光伏系統產生的直流電能進行逆變轉換，形成正弦交流電能，并將其反饋至電網中，提供電能服務[2]。但是，并網逆變器在進行逆變轉換時，形成正弦交流電能的同時，也會形成大量的諧波，該諧波會導致并網電流發生畸變，直接影響并網的電能質量，導致并網的運行穩定性較差[3]。文獻[4]為提升并網逆變器的電流控制效果，采用改進卡爾曼觀測器預測逆變器的運行狀態，依據預測結果進行控制變量的補償，實現電流自動化控制；但是該方法在應用過程中，電流發生跳變時，其控制耗時較長；文獻[5]為保證并網逆變器的控制精度，引入電容電壓反饋諧振抑制方法結合電流反饋控制，實現電流間接控制，但是該方法在應用過程中，如果電流畸變率較高，則控制結果仍舊和理想結果存在一定偏差。雙重約束指的是局部-全局雙重約束原則，該原則在多影響變量控制中具有較好的應用效果[6]，能夠從不同程度或者方向進行相關參數調整或者目標控制。因此，本文為實現并網逆變器電流的有效控制，保證并網的穩定運行，提出基于雙重約束的并網逆變器電流自動化控制方法。

1 并網逆變器電流自動化控制

1.1 并網逆變器結構

為實現并網逆變器電流自動化控制，需分析并網逆變器結構，并構建其電路結構數學模型。文中以典型的三相LCL 并網逆變器為例，展開相關研究和分析，該逆變器結構如圖1 所示。

圖1 三相LCL 并網逆變器結構Fig.1 Structure of three-phase LCL grid-connected inverter

圖1 中，在穩壓狀態下，三相LCL 并網逆變器的電容用Cdc表示；濾波電感用L1、L2表示，前者對應逆變則，后者對應并網側；C0表示濾波電容；寄生電阻用R1和R2表示；電容的電壓和電流分別用vdc和idc表示；逆變器輸出電壓用vs表示；iLa和iCa均表示電流，前者對應電感，后者對應濾波電容；并網電流用ig表示；公共連接點電壓用vg表示；直流電壓和電容電壓分別用vzc和vCa表示；電阻用Rdc表示；開關函數用ξa表示。以圖1 的結構為基礎，在其穩態狀態下進行諧波的線性化處理，以此獲取該逆變器的時域電路方程，其公式為

式中：Δ 表示擾動變量。

上述6 個公式描述了并網逆變器的狀態，則構建基于頻域的并網逆變器諧波狀態空間（HSS）模型，其公式為

式中：Xt表示t 時刻下并網逆變器的狀態量；Ut表示輸入量；At和Bt分別表示狀態矩陣和輸入矩陣。

1.2 諧波的電流干擾分析

本文在進行并網逆變器電流自動化控制時，是通過對并網逆變器的諧波進行抑制，實現電流的有效控制[7]，并且該控制主要是依據PI 控制器完成。采用增益KPWM的比例環節描述逆變橋的傳遞函數。定義調制電壓到逆變橋輸出電壓的傳遞函數為ξin（s），其計算公式為

式中：vri表示載波幅值。

如果L1、L2和C0的阻抗依次分別用ZL1（s）、ZL2（s）、ZC0（s）表示，則等效變換后傳遞函數的計算公式為

式中：ξff（s）表示電網電壓前饋函數；Hi1表示有源阻尼系數，對應電容電流反饋；Hν（s）表示諧波傳遞函數矩陣。

在上述內容的基礎上，獲取并網逆變器環路增益函數ξA（s）和并網側電流i2（s）的計算結果，兩者的計算公式為

式中：i21（s）表示并網電流指令值；i22（s）表示擾動量。

依據式（12）和式（13）可知，并網電流指令值直接影響并網電流結果，同時擾動量也會造成并網電流的干擾，因此，并網逆變器電流質量會直接受到諧波干擾[8-10]，導致并網電流和指令電流之間存在顯著的幅值和相位穩態誤差，以此導致并網逆變器電流發生畸變，影響并網的運行穩定性。

1.3 并網逆變器電流自動化控制

1.3.1 前饋阻尼控制結構

諧波的干擾會導致并網逆變器電流發生畸變，因此，為有效實現電流自動化控制，采用輸出電流直接前饋的改進阻尼控制方法。該方法的控制結構如圖2 所示。

圖2 輸出電流直接前饋的改進阻尼控制方法結構Fig.2 Structure of improved damping control method with direct feedforward of output current

在該控制方法下，并網逆變器阻抗模型的表達公式為

式中：kD表示諧振抑制參數；FDEL表示控制延遲；T 表示阻抗比；Geq表示前饋系數，同時其可描述s域的傳遞函數；表示逆變器輸出阻抗；GPI表示PI 控制器的傳遞函數；ξVPLL表示比例支路的傳遞函數；ξDPLL表示積分支路的傳遞函數；M 表示采樣延遲；I 表示總輸出電流結果，Gv表示支路控制系數。

1.3.2 基于雙重約束的參數整定

依據式（14）和式（15）可知，Geq是依據KPWM完成計算，Rlinev的控制元素則為kD，因此kD的大小對于諧振的抑制效果具有直接影響。如果kD的取值較小，則會導致諧波的抑制能力不足，諧波控制效果較差；如果kD的取值較大，則導致并網前向通道引入擾動量過大，會發生自身諧振失穩，直接影響并網逆變器運行狀態。

文中為保證更佳的電流自動化控制效果，需有效實現諧波控制，因此，文中為獲取最佳的kD結果，采用全局-局部穩定雙重約束原則，對kD進行整定，其整定原則如下：

（1）基于多機并網系統源網阻抗Bode 圖，以全局高頻諧振治理效果為約束，確定kD的可行最小值。

（2）以單個并網逆變器ξA（s）的極點分布以及其局部運行狀態作為第二重約束，確定kD的可行最大值。

在kD的可行最大值的情況下，并網逆變器輸出電流直接前饋阻尼控制的閉環傳遞函數計算公式為

依據式（16）即可確定最佳的kD結果，依據該參數即可獲取最佳的諧波控制結果，以此保證電流的有效控制，保證并網逆變器的穩定運行。

2 實驗結果分析

為驗證本文方法對于并網逆變器電力的控制效果，文中以某電網中的三相LCL 并網逆變器組為例（3 臺逆變器），進行相關測試，該逆變器的結構如圖1 所示，并網逆變器的相關參數詳情如表1所示。

表1 并網逆變器的相關參數詳情Tab.1 Details of related parameters of grid-connected inverters

為驗證本文方法對于并網逆變器諧波抑制的應用合理性，獲取本文方法在不同的諧波次數下，隨著濾波電容C0取值的不斷增加，并網電流中的諧波含量結果，如圖3 所示。依據圖3 測試結果可知，在相同的諧波次數下，隨著C0取值的不斷增加，諧波含量也逐漸增加，C0對于諧波的變化存在直接影響。因此，本文在進行諧波抑制過程中，結合C0進行諧波抑制，具備較好的合理性，表明降低C0的結果，能夠提升并網逆變器諧波的抑制效果，具有較好的合理性。

圖3 并網電流中的諧波含量結果Fig.3 Results of harmonic content in grid-connected current

為測試本文方法對于并網逆變器電流的控制性能，獲取不同的頻率下，本文方法控制后，3 個并網逆變器的電流畸變率結果，如表2 所示。期望標準低于5%。依據表2 的測試結果可知，隨著頻率的逐漸增加，采用本文方法對并網逆變器電流進行控制后，3 個并網逆變器的電流畸變率均低于5%。其中電流畸變率最高值僅為3.25%。因此，本文方法的應用性能較好，能夠有效控制并網逆變器電流結果，降低電流畸變率，提升電流穩定性。

表2 并網逆變器的電流畸變率結果Tab.2 Current distortion rate results of grid-connected inverters

為驗證本文方法對于并網逆變器電流的控制效果，獲取本文方法應用后，電流發生跳變時，逆變器輸出電流的動態性能，測試結果如圖4 所示。依據圖4 測試結果可知，并網運行過程中，電流發生跳變后，從20 A 跳變為10 A 時，在跳變時刻下，逆變器的輸出電流結果發生明顯波動變化；采用本文方法對其進行控制后，可在電流跳變過程中，有效控制跳變電流結果，并且控制時間低于0.2 s。

圖4 逆變器輸出電流的動態性能測試結果Fig.4 Dynamic performance test results of inverter output current

為進一步驗證本文方法對于并網逆變器電流的控制效果，獲取逆變器在不同的諧振幅度下，逆變器并網入網的變流波動結果，如圖5 所示。依據圖5測試結果可知，本文方法應用后，均能夠有效完成并網逆變器電流的有效控制，逆變器的并網入網電流均呈現穩定的正弦波動，并且3 個逆變器的電流波動曲線幾乎完全一致，均在-20 A～+20 A 范圍內，控制效果較好，滿足電流控制需求。

圖5 逆變器的電流控制結果Fig.5 Current control results of nverter

3 結語

為實現并網逆變器電流的有效控制，降低電流畸變率，本文提出基于雙重約束的并網逆變器電流自動化控制方法，該方法通過抑制并網逆變器的諧波變動，實現電流的有效控制。對該方法進行測試后得出，本文方法應用性能較好，能夠有效完成逆變器諧波的控制，降低并網逆變器的電流畸變率，提升逆變器的穩定性。