T型三電平過載運行方法研究

許 頗,張文平,王一鳴,劉保頌

(錦浪科技股份有限公司,浙江 寧波 315712)

0 引言

光伏系統在實現節能減排方面發揮著重要作用,并在近幾年得到了顯著發展。因為三電平變換器與傳統的二電平變換器相比具有更高的效率,所以三電平變換器在光伏系統中得到廣泛應用[1-2]。此外,光伏系統已經朝著更高的電壓(如1 500 V)發展,大幅降低了光伏電池板和逆變器之間電纜產生的損耗。在高電壓應用中,三電平拓撲可以用低壓器件實現高壓,在效率、成本等方面比二電平變換器更具優勢[3-4]。

截至目前,光伏系統中廣泛應用的三電平拓撲有中性點鉗位(neutral-point clamped,NPC)型、有源中性點鉗位(active neutral-point clamped,ANPC)型和 T型[5-6]。與NPC型和ANPC型相比,T 型三電平拓撲具有更低的導通損耗,但同時會帶來更高的開關損耗。所以其在典型中頻開關頻率(10 kHz)的光伏系統中應用更具有效率優勢[7-8]。目前對三電平光伏系統的研究主要集中在漏電流抑制、高性能調制、高可靠性和高效率等方面[9-10]。眾所周知,電力電子變換器需要具有承受過載的能力,但目前研究三電平變流器過載控制的文獻仍較少。處理過載容量的常見方法是將所有電力電子器件設計為過載容量。該方法的主要缺點是成本相對較高。此外,電力電子器件的過載能力并沒有得到充分利用。這是因為大多數工況條件下,電力電子器件在額定功率以下工作。

傳統的過載處理方法是將4個半導體器件全采用過載容量進行設計。這樣的設計可以滿足過載要求,且在控制方式上不需要作太多額外處理。但該設計的主要缺點是系統設計成本較高。因為器件的選擇為過載容量,而且逆變器一般在額定功率下運行,使得這部分額外的過載容量并沒有得到充分利用。

針對三電平T型變換器傳統過載處理方法成本較高的問題,本文研究一種新型的過載設計及其相應的控制方法。使用該設計后,橫排二管只需采用額定容量進行設計,而豎排器件仍采用過載容量進行設計,從而大幅降低系統成本。

1 過載設計及其控制

本文分析基于單相的三電平。本文分析方法同樣可應用于其他電路,如三相T型三電平。單相T型三電平拓撲電路如圖1所示。

圖1 單相T型三電平拓撲電路

電力電子變換器(如逆變器)一般有過載要求。根據不同場合,最大過載能力可達到2倍的額定容量。單相T型三電平拓撲電路的開關量均為過載設計,如圖1(a)所示。本文設計的T型三電平過載運行方法為:橫排半導體器件組(101)采用額定容量進行設計;豎排半導體器件組(102)采用過載容量進行設計。這樣的設計可以大幅節約系統成本,如圖1(b)所示。

過載模式切換控制系統如圖2所示。

圖2 過載模式切換控制系統示意圖

由圖2可知,系統經過常規的三電平控制環路(201),首先產生占空比信號d,然后依據輸出電流io與額定電流Irate的比較結果以及d是否大于等于0,將d送入不同的比較計數值計算單元,從而計算出S1管和S3管的脈寬調制(pulse width modulation,PWM)比較計數值CH、S2管和 S4管的PWM比較計數值CL。當io正常且未超過Irate,即電流和額定電流比較模塊(209)輸出高電平,通路選擇單元1(202)開關上切至“1”,d送到通路選擇單元2(203)。當d≥0時,通路選擇單元2(203)開關上切至“1”,d送到比較計數值計算單元1(204)。當d<0時,通路選擇單元2(203)開關下切至“2”,占空比信號送到比較計數值計算單元2(205)。在比較計數值計算單元1(204)中:S1-1管和S3-1管的PWM比較計數值CH_1等于d乘以三角波計數最大值Cmax;S2-1管和 S4-1管的PWM比較計數值CL_1等于Cmax。在比較計數值計算單元2(205)中:S2-2管和S4-2管的PWM比較計數值CL_2=(d+1)×Cmax;S1-2管和S3-2管的PWM比較計數值CH_2=0。

CH_1、CH_2、CH_3分別為CH在比較計數值計算單元1、比較計數值計算單元2、比較計數值計算單元3中的對應比較計數值;CL_1、CL_2、CL_3分別為CL在比較計數值計算單元1、比較計數值計算單元2、比較計數值計算單元3中的對應比較計數值。

計算所得的S1管和S3管的PWM比較計數值CH以及 S2管和 S4管的PWM比較計數值CL,送入PWM產生模塊(207)。S1管和S3管的PWM比較計數值CH與三角波比較產生S1管的PWM控制信號PS1和S3管的PWM控制信號PS3。S2管和S4管的PWM比較計數值CL與三角波交截比較,產生 S2管的PWM控制信號PS2和S4管的PWM控制信號PS4。其在獲得S1管～S4管的驅動信號后,將信號送入過流封鎖模塊(208)。

如果io超過Irate,即輸出電流和額定電流比較模塊(209)輸出低電平, S2管的PWM控制信號PS2和S3管的PWM控制信號PS3會封鎖。如果io超過過流最大值Imax,即輸出電流和最大電流比較模塊(210)輸出低電平,則S1、S2、S3、S4的PWM控制信號PS1、PS2、PS3和PS4都會封鎖。

以上方法實現了當電流小于額定電流時,系統正常三電平運行;當電流大于額定電流且小于最大過載電流時,系統由S1、S4進行兩電平運行。這樣,S2、S3只需采用額定容量進行設計,而S1、S4仍采用過載容量進行設計,使系統成本大幅降低。

以上方法在控制上增加了過流比較單元。通道選擇單元等模塊實現了兩種運行模式下PWM比較計數值的快速配置,保證了兩種運行模式之間的平穩、快速切換。此外,該方法增加了兩級過流封鎖模塊,在電流超過額定電流時快速并只封鎖橫排器件,從而保證了系統的安全可靠。

2 優化方法

考慮到系統切換為兩電平后,電路發熱會增加。如果系統還是按照原來三電平發熱進行設計,當系統過載運行切換為兩電平后,系統溫升會增加,甚至可能超過系統允許值。這容易導致系統不正常。如果系統按照兩電平發熱進行設計,則會造成系統散熱成本增加。因此,本文針對圖2的方法作了進一步的改進,提出了優化方法。

優化方法首先利用溫度采集模塊(301)采集系統溫度,接著將溫度送入溫度-三角波峰值轉換模塊(302)以得到三角波峰值Cmax_T,然后將其送入通路選擇單元3(303)。當io正常未超過Irate,即輸出電流和額定電流比較模塊(209)輸出高電平,通路選擇單元3(303)開關下切至“2”,三角波峰值Cmax為恒定值Cmax_rate,系統正常進行恒頻工作。相反地,當io超過Irate,即輸出電流和額定電流比較模塊(209)輸出低電平,通路選擇單元3(303)開關上切至“1”,三角波峰值Cmax為溫度-三角波峰值轉換模塊(302)輸出Cmax_T。在下一個開關周期計數器為零時,三角波峰值Cmax進行更新。

需要注意的是,溫度-三角波峰值轉換模塊(302)有不同設計方法,不限于下面給出的方式。當溫度低于設定正常溫度Tnormal時,三角波峰值Cmax為設定值Cmax_rate。這意味著系統的開關頻率是恒定的。當溫度高于設定正常溫度Tnormal時,三角波峰值Cmax將按照一定斜率隨溫度T的增加而增加。這意味著系統的開關頻率相應降低。因此,系統的開關損耗降低,發熱也相應降低。

以上方法仍按照原有三電平發熱情況設計。當系統過載運行切換為豎排二管兩電平運行后,系統運行為隨溫度變化的變頻運行方式,以保證溫升不超過系統允許值,從而確保了系統散熱成本不增加。

以上方法增加了溫度-三角波峰值轉換模塊、通道選擇單元等,實現了正常溫度下的恒頻運行和超溫后的隨溫度變化的變頻運行。兩種運行模式下的三角波峰值可實現快速配置,保證了兩種運行模式間的平穩、快速切換。隨溫度變化的變頻運行控制系統如圖3所示。

圖3提出的超溫后隨溫度變化的變頻運行來降低系統溫升的方法,同樣可以應用到其他拓撲中。該方法可以按照較低功率進行,從而大量節省系統散熱成本。二電平電路隨溫變化的變頻運行策略是該方法在兩電平電路中的應用。

圖4 二電平電路隨溫變化的變頻運行策略

圖4所示的隨溫變化的變頻運行策略步驟如下。首先,溫度采集模塊(301)采集系統溫度。接著,溫度數據送入溫度-三角波峰值轉換模塊(302),得到三角波峰值Cmax_T。然后,Cmax_T送入通路選擇單元3(303)。當io正常未超過Irate,即輸出電流和額定電流比較模塊(209)輸出高電平,通路選擇單元3(303)開關下切至“2”,Cmax為恒定值Cmax_rate,系統正常進行恒頻工作。相反地,當io超過Irate,即輸出電流和額定電流比較模塊(209)輸出低電平,通路選擇單元3(303)開關上切至“1”,Cmax為溫度-三角波峰值轉換模塊(302)輸出Cmax_T。最后,在下一個開關周期計數器到零時,Cmax進行更新,從而實現超溫后的隨溫度變化的變頻運行。

3 仿真

仿真模型如圖5所示。

圖5 仿真模型

圖5中:直流母線電壓Udc=700 V;輸出濾波器參數La=Lb=Lc=1 mH、Ca=Cb=Cc=33 μF;交流輸出為Ua=Ub=Uc=220 V和50 Hz;負載Ra=Rb=Rc=4.84 Ω;開關頻率為10 kHz。

負載在0.545 s發生階躍的仿真結果如圖6所示。圖6的仿真拓撲采用T型三電平拓撲。當額定功率從1倍切換到2倍時,負載從正常運行到過載運行的過渡是平穩的,并未造成輸出電壓的中斷。

圖6 負載在0.545 s發生階躍的仿真結果

各調制方法在0.545 s發生相應變換的仿真結果如圖7所示。

圖7 調制方法在0.545 s發生相應變換的仿真結果

從1倍額定功率切換到2倍額定功率時的調制變化看出,從正常運行到過載運行的調制過渡是平穩的。在正常運行時,調制為三電平調制;在過載運行時,調制切換為過載情況下的調制模式。

4 結論

本文研究了一種三電平 T 型變換器的過載控制方法。本文首先介紹了三電平 T 型變換器基本原理;然后對該方法進行了說明,以解決過載條件下的問題,并節省系統成本;最后給出了過載條件下的詳細控制策略。此外,為了進一步提高系統的冷卻成本,本文提出了一種優化方法。仿真結果驗證了所提方法的正確性。