基于79F9211單片機的無刷直流電機控制器設計

趙國樹+周黎英

摘 要： 隨著無刷直流電機的廣泛使用，其控制器市場競爭愈發激烈，優良的性能和低成本之間的矛盾日益突出。硬件部分采用了較高性價比79F9211單片機為控制器，設計了IGBT驅動電路及其他輔助電路，完成了一種三相無刷直流電機控制系統。在雙閉環調速環節，采用改進的積分分離PI算法，優化了電流采集的數字濾波算法，滿足了無刷直流電機控制的動態和靜態性能要求，降低了控制成本。最后通過實驗驗證了系統的可行性。

關鍵詞： 無刷直流電機； 79F9211單片機； 雙閉環控制； 改進的積分分離PI算法； 消抖遞推濾波算法

中圖分類號： TN710?34； TP391.4 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2015）22?0142?05

無刷直流電機（Brushless DC Motors，BLDCM）具有高效率、大轉矩、小體積等特點，目前已經廣泛應用于電動汽車、航空航天、家用電器及工業控制領域。隨著技術的進步，BLDCM越來越向小型化、控制器全數字化、結構新型化和控制先進化方向發展[2]。當前市場日益競爭日益激烈，除了期望控制器有較好的靜態、動態性能，還對控制成本提出了更高的要求。

早期的控制器多采用專用處理器，不利于拓展和二次開發。隨著電子技術的發展，DSP及集成功率芯片的出現，為運動控制提供了良好的平臺，但隨之成本也相應提高。針對上述問題，采用了可靠的低成本方案實現了全數字無刷直流電機系統。

1 系統結構及單斬PWM控制

BLDCM控制系統硬件部分由微處理器、功率驅動電路、電流檢測電路、霍爾信號輸入電路、調速電路等組成。如圖1所示，外部調速信號經A/D轉換，給控制系統提供速度給定，控制系統根據控制策略完成電子換相并改變PWM占空比，功率驅動電路完成對IGBT的調制，通過改變電機的定子繞組電壓改變轉速。雙閉環調速系統所需的電流和速度值通過采樣電機母線電流和霍爾信號得到。

μPD79F9211是瑞薩推出的16位的單片微控制器，性能很高且非常適合BLDCM控制，其成本比最普通的8位單片機還略低。μPD79F9211的多功能定時器陣列單元（TAUS）在40 MHz的最大分辨率下可提供帶死區時間的6路 PWM 輸出；有多種硬件觸發A/D轉換方式，可準確地避開電機換相時刻，提高采樣電流的精度；內置的運放電路簡化了電路設計，提高了抗干擾能力；內置乘/除法器提高了運算性能，此外，多功能定時器配備了雙通道比較器用于自動故障檢測及過電流保護。

μPD79F9211的7個通道組合輸出產生6路三角波PWM信號。如圖2所示，通道0是主通道，由周期值開始向下計數，其兩個周期構成一個50 μs的PWM載波周期。其他為從通道，其中通道2，4，6運行在上下計數模式并調制占空比；通道3，5，7工作在單次向下計數模式，控制死區時間。實際控制時，為減小開關損耗，僅調制上半橋臂進行PWM斬波，另一路下橋臂采用電平控制。

外部中斷設為上、下沿觸發方式，當霍爾信號到來時進入外部中斷，在中斷服務程序中，Timer09記錄相鄰兩次霍爾事件之間的計數脈沖值，通過計算可得到間隔時間；并根據當前的霍爾序列查表產生如圖3所示的對應的輸出序列。其中下橋臂為高電平關斷，低電平導通。

2 控制系統硬件設計

2.1 電源電路設計

BLDCM控制器電源分3部分：

（1） 310 V母線電壓源。如圖4所示，壓敏電阻R1對電路起防過壓保護作用，兩組LC低通濾波器用來抑制EMI信號，經整流后，由繼電器和電阻構成的軟起動電路對濾波電容充電，抑制浪涌電流。

（2） IGBT驅動電壓。IGBT是電壓控制型器件，其柵極驅動電壓一般為15 V左右，由85～265 VAC的寬電壓輸入的開關電源芯片VIPer12A構成穩壓電源來實現，如圖5所示。輸出電壓經15 V穩壓管D6后的差值反饋到FB端，與內部基準電壓進行比較，改變VIPer12A內部開關時間，從而控制輸出電壓，實現穩壓目的。

（3） 單片機、霍爾電路、調速電路等需要的5 V電源可由15 V電壓經三端穩壓芯片穩壓后產生。無刷電機的母線電流、調速模擬信號都需要經過A/D轉換，其參考電壓精度很大程度上決定了采樣精度，因此除了將模擬地和數字地分開只在一點用磁珠相連，還應該設置精準的A/D基準源。如圖5所示，基準電壓集成芯片TL431的參考端電位為2.5 V，精密電阻R7，R79阻值1 kΩ，則VREF= 2.5[R7+R77R7]=5 V。

2.2 霍爾信號輸入電路

BLDCM產生的霍爾信號首先由上拉電阻提高輸出電平，一方面，若斷開霍爾接口，輸入將為錯誤霍爾序列111，作故障報警提示；另一方面可提高噪聲容限，降低由干擾源造成的影響。該信號經低通濾波電路濾除高頻干擾后，經斯密特觸發器U5整形，送入外部中斷引腳INT4～6。如圖6所示。為實時獲取霍爾脈沖跳變，應設置中斷優先級為高，且設置中斷方式為上升、下降邊沿均使能。

2.3 IGBT驅動電路設計

目前在市場上有很多成熟的集成功率驅動芯片可供選擇，但價格成本較高。圖7所示設計了一種可行的IGBT驅動方案。采用基于N型襯底的非穿通技術的IGBT ——GIB10B60KD1，額定電壓為600 V，額定電流為10 A，可承受瞬間脈沖電流32 A，具有10 μs的導通能力。

當UH，UL均為低電平時，高頻小功率管Q10關斷，R14中無電流，Q4因失去偏置電壓而關斷，隨之二極管D12也立即截止，柵極電壓將Q7導通，上橋臂因柵極電荷迅速釋放而快速關斷；同時UL為低電平，Q22截止，Q19導通，R26的端電壓使Q13飽和導通，驅動電壓經柵極電阻R29后使下橋臂導通。驅動電阻R29限制了IGBT的[didt]或[dudt]，以保護IGBT。下橋臂導通，U被下拉至地，15 V經自舉二極管D11對自舉電容C18充電；反之，當UH、UL均為高電平時，Q10導通，R14上的壓降使Q4導通，D12和R11上的壓降使Q7發射結反偏，處于關斷狀態，IGBT的放電通道被阻斷。由于Q4導通，驅動電壓經D12和R11使上橋臂IGBT導通，U端出現高電位，D11陰極電位上浮，致使D11截止，自舉電容接替15 V完成柵極驅動。同時UL為高電平時，由于Q19基極電壓也為5 V，Q19關斷，R26無電流通過，Q13因無偏置電壓而關斷，下橋IGBT驅動電壓被斷開。同時Q22導通，在下橋IGBT柵極和地之間建立的放電通道而迅速關斷。因此上橋臂導通，下橋臂截止。得出表1的對應關系，其他兩相與此類似。

2.4 電流檢測電路

圖7中R8，R9等值功率精密電阻構成母線電流檢測回路，等效阻值50 mΩ。母線電流由R4和C7構成的低通濾波電路濾除高頻干擾后，連接到片內可編程增益模擬輸入端CMP0P，通過對OAM寄存器編程設置6倍的放大系數，輸出信號作為A/D轉換器和內置比較器正端的模擬輸入，比較結果可作為過流保護，可關斷所有調制信號。為防止小信號造成失調和噪聲干擾，在輸入信號上疊加直流偏置信號，根據電壓疊加定理，得CMP0P引腳上的電壓為：

[VCMPOP=R5R4+R5×Vsam+R4R4+R5×5 V≈0.98Vsam+98 mV ≈0.98×Isam（A）×50 mΩ+98 mV]

3 系統軟件設計

3.1 BLDCM控制策略

傳統PID控制算法，結構簡單，容易實現，但由于微分存在高頻干擾信號同時放大的缺點[5]，在電機控制中常用PI控制器構成雙閉環系統[3?4]。相對位置式PI算法，增量式PI算法誤動作小，調節時，只在原來控制量上疊加調節量且方便通過加權處理優化控制，增量式PI控制表達式為：

[Δu（k）=KP[e（k）-e（k-1）]+KIe（k）] （1）

式中：[Δu（k）]為增量式PI調節輸出；e（k）為偏差，即給定值與測量值之差；e（k-1）為前一次的偏差。

在雙閉環調速系統中，電流環在加、減速時動態響應快，并能改善母線電壓波動帶來的影響，采用經典的PI基本能滿足要求；若要速度穩定，則主要是靠轉速環完成。然而單一的PI參數無法同時滿足動態響應和穩態性能的要求，原因是：電機起動時偏差e（k）很大，速度環輸出飽和，即電流環的給定不變，速度環實際上相當于開環，系統成為恒流控制下的電流調節系統[5]；為了加快響應速度，需要較大的KP，同時為防止積分飽和又需要較小的KI甚至為0；為了提高穩態精度，避免振蕩，又期望KP，KI都較大。為此，速度環采用了改進的積分分離的PI算法，如圖8所示。

取偏差閾值B，M，S，VS，即對應偏差大、中、小、很小。C為電機最大允許輸出電流A/D值。速度環輸出：

[u（k）=uk-1+Δuk] （2）

[Δu（k）=KP[e（k）-e（k-1）]+λKIe（k）] （3）

[k=C， ek>Bλ=0， M

當[ek>B]，偏差大，[Δu（k）=C]，電流給定不變，單閉環恒流調節，允許電機以最大允許電流輸出轉矩，加速起動過程；當[M

為方便PI參數調整，單片機串口外接了藍牙模塊，通過該模塊與PC端的藍牙通信，通過調試軟件可進行參數的修改，加速整定過程。

3.2 中斷信號的處理

BLDCM控制能否取得較好的效果，一是取決于算法本身，另一個則在于測量參數的準確度。在BLDCM控制中，轉速、電流、調速信號是閉環控制的三大影響因素。若測量誤差很大，勢必影響控制精度。調速模擬信號在低通濾波、A/D轉換后，經中位值法濾波就可以達到較好的效果，下面主要討論轉速和電流測量。

（1） 轉速測量。在霍爾信號中斷中，根據三路霍爾序列查表輸出控制相序的同時進行測速是最常使用的方法，但由于霍爾元件位置安裝精度問題，在轉子高速轉動時，產生的測速誤差很大。實驗所用BLDCM極對數3，轉子每轉過20°就產生1個霍爾信號，每轉1周產生18個霍爾信號。對同一電機，提高測速精度可從兩個角度考慮：一是提高計數脈沖頻率，頻率越高，相鄰霍爾序列之間計數越多，誤差越??；二是采用適當的軟件濾波算法，單純的平均值濾波影響轉速的實時性，采用遞推平均值濾波算法是比較好的選擇。

（2） 電流檢測。電機的電流采樣信號中伴隨很多噪聲信號，換相時的IGBT開關噪聲、電路的電磁噪聲等對電流檢測帶來很大困擾。除了硬件電路上做好布線、接地、采用獨立的參考電壓基準源及進行低通濾波外，軟件處理也很重要。首先是采樣點的選擇。由于采用上橋PWM調制，在一個PWM周期中，如上橋WH調制，下橋UL恒通。當上橋WH關斷時，續流將沿UL和WL的反并聯二極管流動，此時母線電流無輸出?？梢?，要避開IGBT開關噪聲，母線電流采樣點不能選在PWM周期中關斷的時間段內，那最好的選擇就是時刻定在PWM導通階段的中點[1]。在圖2所示PWM輸出時序圖中，主通道0決定了從通道上升和下降狀態，在下降狀態的匹配中斷觸發電流采樣正好對應PWM導通階段的中點。通過實驗發現，該方法可有效地減小電流值的離散度，再結合數字濾波可達到較好的效果。

數字濾波方法有很多，如中值法、平均值法、消抖濾波法、遞推濾波法等?？紤]到干擾的隨機性，改進了遞推濾波法，加入了消抖措施，并保留了遞推濾波原本的抗周期性干擾的作用，提高了抗干擾能力。消抖遞推濾波法如圖9所示。

設置采樣值的振蕩范圍δ，由于干擾的隨機性，快速正向超出和反向超出，計數器Count向相反方向計數，使其“內耗”而難以溢出，以消除過大的隨機數據。而對真實的定向變化趨勢，count很快溢出，將該數據納入數組替代最早的元素，數組的平均值即為當前電流采樣值。與其他算法相比，該方法結構巧妙、運算量小、響應快，提高了采樣值的平滑性。

3.3 主程序設計

主程序中，雙閉環調節周期應大于霍爾測速周期，若調節周期未到則僅作電流環調節，如圖10所示。在調節周期中，若堵轉標志置位，控制器禁止所有調制。正常運行時，首先讀取濾波后的轉速給定和當前轉速，根據偏差e，轉速環給出相應的控制策略：偏差大，則進行開環恒流調節；偏差中等則引入比例調節；偏差很小時，則進行分段PI調節。速度環的輸出作為電流的給定，通過TDR02、TDR04和TDR06中的比較值改變上橋臂的占空比，從而改變定子繞組電流，實現調速。

4 實驗結果

實驗所用的BLDCM參數：極對數3，額定電壓220 V，額定功率400 W，額定轉速3 000 r/min，對電機施加1.5 N·m負載轉矩。圖11為起動、運行及制動時的電流波形；圖12、圖13分別是給定轉速200 r/min和2 500 r/min時的轉速曲線圖。

5 結 語

以79F9211單片機為核心，設計了針對額定電壓220 V，額定功率400 W的BLDCM控制系統，對無刷直流電機控制采用了雙閉環控制策略，在轉速環采用了改進的積分分離的PI算法并完成對PI參數整定，分析了測量參數對系統的影響，并采用了優化的消抖遞推濾波法。實驗表明該系統具有良好的靜態精度和動態響應，與傳統的DSP控制系統相比，該系統不僅實現了良好的控制效果，而且成本也大大降低。經長期測試，該方案系統結構簡單、工作穩定。

參考文獻

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