基于GaN器件的直流配電網用戶側DC/DC變換器設計

金浩哲， 陳武

(東南大學先進電能變換技術與裝備研究所,江蘇 南京 210096)

0 引言

光伏、風電等分布式能源及電動汽車等直流負荷大量接入配電系統，對電網可靠性、經濟性和高效性提出更高的要求[1—3]。相比傳統交流配電，直流配電能夠減少電能變換次數，便于分布式能源及直流負荷接入，降低建設成本，提高系統效率[4]。

隔離型DC/DC變換器能夠實現電能變換和隔離，作為低壓直流(low-voltage direct current，LVDC)供電系統用戶側關鍵組件，可以提供電能計量、能量管理、負荷識別等功能，其效率、靈活性和可靠性面臨巨大挑戰[5—9]。常見的隔離型DC/DC變換器有移相全橋、LLC等結構。移相全橋變換器在輕載下易丟失軟開關，需要通過額外的輔助電路來實現零電壓開關(zero voltage switching，ZVS)[10—12]。LLC諧振變換器能夠在全負載范圍內實現原邊開關管ZVS和副邊整流管零電流關斷(zero current swi￣tching，ZCS)，降低開關損耗，提高效率和功率密度，被廣泛應用于各類直流變換場合[13—15]。

氮化鎵(GaN)高電子遷移率(high electron mo￣bi￣li￣ty transistor，HEMT)晶體管擁有更高的禁帶寬度，借助高電子遷移率二維電子氣(two-dimensional electron gas，2DEG)實現更小的導通電阻、結電容和門極驅動電荷，提高LLC諧振變換器在高頻下的效率[16—21]。文獻[16]設計了一款采用GaN器件LLC 諧振變換器樣機，副邊通過同步整流芯片實現同步整流(synchronous rectification，SR)，增加了外圍電路設計的復雜性。GaN器件工作頻率高、體積小，但是門級驅動電壓范圍窄，在實際應用中易受到干擾，導致器件誤開通或損壞。此外，GaN器件的反向導通壓降較高，產生額外的反向導通損耗[17]。文獻[18]針對采用GaN器件的LLC諧振變換器，對死區時間和功率、驅動回路布線進行優化，提高驅動可靠性，但是并未給出樣機的詳細設計過程。

文中以LVDC配網為應用場景，設計了一種基于GaN器件的隔離型DC/DC變換器。首先，分析了LLC諧振變換器的工作原理及特性。然后，根據實際應用場景，設計變換器的諧振參數。變換器原邊采用GaN器件，對驅動方案和死區時間進行優化設計。變換器副邊采用金屬-氧化物半導體場效應晶體管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)實現SR，提高變換器工作效率。最后給出了詳細的設計參數，并搭建1臺375 V/48 V/500 W，300 kHz的實驗樣機驗證設計結果的正確性。

1 LLC諧振變換器

1.1 LLC諧振變換器工作原理

LLC諧振變換器主電路結構見圖1，變換器輸入電壓為Vin，輸出電壓為Vo。原邊開關網絡采用半橋結構，S1、S2為GaN器件，以50%占空比互補導通，產生幅值為Vin/2的方波信號，通過由諧振電感Lr、勵磁電感Lm、諧振電容Cr構成的諧振網絡，經過中心抽頭變壓器傳輸到副邊。中心抽頭變壓器與SR MOSFET構成全波整流，經過輸出電容Co濾波后為負載RL供電。

圖1 LLC諧振變換器Fig.1 LLC resonant converter

根據開關頻率fs和諧振頻率fr的關系，LLC諧振變換器可分為3種工作模式[22]。3種模式的工作波形見圖2，其中GS1，GS2分別為開關管S1和S2的驅動信號；vAB為半橋網絡A、B兩點間電壓；iLr為諧振電流；iLm，iLp分別為變壓器勵磁電流和原邊電流；iSR1，iSR2分別為同步整流管SR1和SR2的電流。

圖2 LLC諧振變換器工作波形Fig.2 Operation waveforms of LLC resonant converter

工作模式1：fs>fr，變換器工作波形如圖2(a)所示。此時，原邊開關管能夠實現ZVS，副邊SR MOSFET為硬關斷，存在體二極管反向恢復問題。

工作模式2：fs=fr，變換器工作波形如圖2(b)所示。在該模式下，原邊開關管能夠實現ZVS，副邊電流臨界連續，實現ZCS。

工作模式3：fs

1.2 增益特性

采用基波近似方法(fundamental harmonic approximation，FHA)可以得到LLC諧振變換器的增益表達式如式(1)所示[23]。

(1)

Ln為勵磁電感與諧振電感的比值：

(2)

F為開關頻率與諧振頻率的比值：

(3)

Q為諧振腔的品質因數：

(4)

Rac為整流網絡交流等效電阻：

(5)

n為變壓器變比：

(6)

式中：Np為變壓器原邊匝數；Ns為副邊匝數。

根據式(1)可以得到變換器在Ln=4，不同Q值下的增益特性曲線，如圖3所示。根據開關頻率和諧振網絡輸入阻抗，可以將增益特性曲線劃分為3個區域：區域1為感性區，M<1，對應工作模式1；區域2同樣為感性區，M>1，對應工作模式3；區域3為容性區，原邊開關管工作在ZCS狀態。在開關頻率等于諧振頻率處，即F=1時，M=1，電壓增益與負載無關，對應工作模式2。通常選擇區域1和區域2作為變換器的工作區域，在該區域增益曲線單調遞減，同時能夠實現原邊開關管的ZVS。

圖3 LLC諧振變換器增益特性(Ln=4)Fig.3 Gain characteristic of LLC resonant converter (Ln=4)

2 諧振參數設計

LVDC供電系統母線電壓為375 V，用戶側輸入電壓為48 V。LLC變換器的輸入電壓范圍為360～390 V，額定輸入電壓Vin=375 V，額定輸出電壓Vo=48 V，額定輸出功率Po=500 W，諧振頻率fr=300 kHz。

根據額定輸入、輸出電壓計算變壓器理論變比：

(7)

輸入電壓變化情況下，計算變換器最大增益和最小增益分別為：

(8)

(9)

式中：Vin,max，Vin,min分別為最大和最小輸入電壓。

根據變換器輸入阻抗特性，當輸入阻抗呈感性時，變換器原邊開關管實現ZVS。利用最大增益可求得額定負載下滿足輸入阻抗感性的最大品質因數為：

(10)

在設計過程中，Q須小于Qmax，以保證變換器原邊開關管能實現ZVS且達到所需增益。Ln會影響變換器的開關頻率調節范圍，過小的Ln會導致變換器開關頻率調節范圍過大，不利于磁性元件的設計。此外，在相同Q值下，較大的Ln有利于減小勵磁電感，從而降低環流，提高變換器的效率[24]。

為了實現原邊開關管的ZVS，對于圖1所示的半橋結構LLC諧振變換器，Lm須滿足：

(11)

式中：Ts為開關周期；Td為原邊開關管的死區時間；Cpri,oss為原邊開關管的輸出電容；Csec,oss為副邊開關管的輸出電容；N為副邊開關管并聯數；Cw為變壓器繞組寄生電容。綜合考慮，選擇Ln=6，Q=0.55，求解可得Lr=17.16 μH，Cr=16.4 nF，Lm=103 μH。諧振電感與變壓器采用分立設計，諧振電容使用2個630 V/8.2 nF薄膜電容并聯實現。

3 變換器優化設計

3.1 驅動設計

采用650 V高壓增強型GaN HEMT晶體管作為變換器原邊開關管。GaN HEMT的最大驅動電壓為-10 V/+7 V，相比傳統硅(Si) MOFET，驅動電壓裕量較小，在高頻情況下易受到電路寄生參數影響，導致器件誤導通或損壞。在實際應用中，可以利用器件的源極檢測(source sense，SS)引腳，將器件的門級和源極與驅動芯片單點連接，降低走線和功率回路對驅動信號的干擾。實際所采用的驅動電路如圖4所示。其中，RGon為驅動電路開通電阻；RGoff為驅動電路關斷電阻；D為漏極；G為門級；S為源極。

圖4 GaN驅動電路Fig.4 Gate driver for GaN

GaN HEMT可以通過負壓保證可靠關斷。相比于Si MOSFET，GaN HEMT的米勒電容Cgd非常小，配合負壓關斷以及較小的關斷電阻，關斷過程幾乎不存在米勒平臺[25]。關斷過程中，門級電壓vgs迅速下降至溝道閾值電壓vgs(th)，在vds變化的過程中，2DEG耗盡，使得GaN HEMT輸出電容Coss中存儲的能量不全通過溝道耗散，降低關斷損耗。然而，LLC變換器原邊開關管存在續流階段。GaN HEMT結構具有對稱性，續流階段諧振電流為Cgd充電，當vgd大于反向導通閾值電壓Vgd(th)時，GaN HEMT導通。GaN HEMT的反向導通模型可表示為：

vsd=Vgd(th)-Vdri(off)+IdRsd(on)

(12)

式中：Id為漏極電流；Vdri(off)為關斷電壓；Rsd(on)為反向導通時的導通電阻，其大小與溫度成正相關。由式(12)可見，采用負壓關斷會增大續流階段GaN HEMT的vsd壓降，導致額外的反向導通損耗。在本設計中，采用0 V/+6 V的驅動電壓，以獲得更好的反向導通特性[26]。

LLC變換器的死區時間會影響其工作特性。過小的死區時間會增大變換器的勵磁電流，產生額外的導通損耗；過大死區時間則會增大反向導通損耗，在重載或啟動階段出現諧振腔輸入電壓跌落，導致變換器異常工作[27]。實際采用150 ns的死區時間，在實現原邊開關管ZVS的同時降低反向導通損耗。

3.2 SR

SR通過采用低導通電阻的MOSFET來降低整流時的導通損耗。變換器副邊SR MOSFET采用Infineon的BSC110N15NS5，2個MOSFET并聯以降低導通損耗。LLC諧振變換器的SR MOSFET通常有2種驅動方式。一種通過檢測副邊電流實現，當副邊電流大于驅動閾值時，SR MOSFET導通；另一種通過檢測SR MOSFET兩端電壓實現。

為了降低設計的復雜性，文中利用控制器直接驅動副邊SR MOSFET。由變換器工作原理可知，如圖2(c)所示，當fsfr時，原邊開關管與副邊SR MOSFET可同時開通關閉。輕載時，變換器波形如圖5所示。在t0—tx1，t4—tx2時間段內，變壓器原邊電壓|vp(t)|<|nVo|，副邊整流二極管截止，此時若開通SR MOSFET，會出現功率回流現象，因此在輕載下須閉鎖副邊SR MOSFET驅動信號。

圖5 LLC諧振變換器輕載工作波形Fig.5 Operation waveforms of LLC resonant converter under light load condition

3.3 諧振元件

根據式(7)計算可得變壓器匝比n=3.9，Lm=103 μH。選用PQ32/25型磁芯，有效截面積Ae,T=161 mm2，磁芯材料選擇適用于300～1 000 kHz的TP5型錳鋅鐵氧體。變壓器工作頻率較高，磁材的工作磁密受到磁芯損耗的限制，設計時選擇雙邊工作磁密ΔB=140 mT。變壓器副邊匝數為：

(13)

實際取Ns=4，原邊匝數Np=16。磁芯氣隙為：

(14)

式中：μ0為真空磁導率，μ0=4π×10-10H/mm。

電流密度選擇5 A/mm2，考慮集膚效應，變壓器原邊采用直徑0.1 mm、77股三層絕緣線繞制，副邊采用直徑0.2 mm、50股漆包線繞制。變壓器副邊為中抽結構，2個繞組交替工作。副邊2個中抽繞組與原邊繞組間幾何中心距離的偏差會引起漏感不平衡現象，導致變換器正負半周諧振頻率不同，影響變換器增益和原邊開關管的ZVS實現[28]。在設計中，副邊繞組采用雙線并繞，原副邊采用原-副-原夾繞，減小漏感的不平衡。

諧振電感采用PQ20/20型磁芯，有效截面積Ae,Lr=64.81 mm2，磁芯材料同樣為TP5，采用直徑0.1 mm、77股三層絕緣線繞制，諧振電感的匝數為：

(15)

實際取電感匝數NLr=15，磁芯氣隙為：

(16)

可采用分布氣隙，降低邊緣效應帶來的額外交流損耗。

4 實驗驗證

為了驗證理論分析的正確性，文中搭建了1臺375 V/48 V/500 W LLC諧振變換器樣機，樣機主要參數如表1所示，主要元器件如表2所示。LLC諧振變換器樣機實物如圖6所示，變換器尺寸為99 mm×60 mm×30 mm，功率密度為2.81 W/cm3。

表1 LLC變換器主要參數Table 1 Main parameters of LLC resonant converter

表2 LLC變換器主要元器件Table 2 Main components of LLC resonant converter

圖6 LLC諧振變換器樣機Fig.6 Prototype of LLC resonant converter

圖7為變換器額定輸入電壓，輕載、半載以及滿載情況下原邊開關管S1的驅動電壓波形vgs、漏源電壓波形vds和諧振電流波形iLr。變換器沒有明顯的諧振電流不對稱。不同負載下，開關管的vds下降為零時，vgs才開始上升，實現原邊開關管的ZVS。

圖7 Vin=375 V時不同負載下的實驗波形Fig.7 Experimental waveforms with different load conditions at Vin=375 V

圖8為額定輸入電壓，不同負載情況下LLC諧振變換器的效率曲線。在50%～100%負載范圍內，變換器效率均較高，最高效率為97.6%。在相同開關頻率和諧振參數下，若原邊開關管使用傳統Si MOSFET，實驗得到滿載效率為96.5%。采用GaN器件可以進一步提升變換器的效率，降低散熱需求。

圖8 不同負載下變換器的效率Fig.8 Efficiency of the converter at different load conditions

5 結語

文中以LVDC配電系統為背景，采用GaN器件和LLC諧振變換器拓撲，設計了一款應用于用戶側LVDC負荷的隔離型DC/DC變換器。

(1) 根據LLC諧振變換器的工作特性，合理選擇諧振參數以實現變換器原邊開關管的ZVS。

(2) 分析了LLC應用中GaN器件的工作特性，對驅動電壓和死區時間進行優化設計，采用0 V/ +6 V驅動電壓降低變換器反向續流階段的損耗。通過SR，降低副邊整流損耗。

(3) 變壓器采用原副邊繞組夾繞和副邊繞組交錯并繞的結構減小正負半周漏感不平衡，保證原邊開關管的軟開關特性。

最后搭建了1臺375 V/48 V/500 W，300 kHz的LLC諧振變換器樣機，最高效率達到97.6%。相比傳統Si器件可以提升約1%的效率。