電力機車輔助供電系統充電器的研制

張騰召,張全柱,張竣淞,湯禮鳳,徐海超

(華北科技學院,北京 東燕郊 065201 )

0 引言

隨著電力電子技術的不斷發展,電力機車的功率和速度也隨之提高,不僅能夠滿足運輸需求,而且還能保證行車的安全與舒適,現如今電力機車已成為機車運輸領域主力軍之一[1-2]。電力機車在運行時經常會在處于無接觸網、接觸網無電、無法升弓受流的情形下,機車還需要實現短距離牽車(如出入庫整備與移庫整備等),選用車載式輔助供電系統為機車供電是最佳選擇。本文為電力機車輔助供電系統中的鋰電池組設計了一款機車用充電器。

充電器性能的好壞直接影響到鋰電池組的運行效率、使用壽命及運行的可靠性,因此對電力機車輔助供電系統中充電器的設計和充電技術的選擇至關重要。國內外許多專家學者針對充電器設計和充電技術領域展開了研究[6-12]。電力電子技術的發展推動了半導體器件的發展,場效應管、門極可斷晶閘管和 IGBT 功率型開關管等先后興起,電源向高壓和高功率邁進。功率半導體器件的理論研究與實際應用也逐漸到達極限,這嚴重阻礙了電力電子行業向小型化、高效、高頻和高功率密度的方向發展。直到 21 世紀以來,第三代半導體SiC被研發出來, SiC憑借高壓、高頻和高功率的特性為新一代電力電子技術的發展提供更強有力的動力[3]。SiC憑借較低的導通內阻和更快的上升與下降時間,更符合新一代儲能充電器的設計理念[4-5]。目前充電技術領域,主要的充電策略有恒壓充電法[6],恒流充電法[7],恒流恒壓充電法,三段式充電法[8],脈沖式充電法以及變電流間歇充電法[8,10]等?，F階段的主流充電策略主要是恒流-恒壓充電法或三段式充電法。目前根據充電器架構可分為線性充電方式[9]、開關充電方式和脈沖充電方式[11]。其中線性充電方式以及開關充電方式多采用恒流-恒壓充電法,脈沖充電方式采用脈沖充電法[12]。其主要差別在于尺寸、性能以及成本。線性充電方式具有成本低、復雜度低和尺寸小等特點,缺點是損耗比較大[9]。開關充電方式具有效率高的特點,但相比線性充電方式電路較復雜。脈沖充電方式具有充電效率高,發熱少,元器件相對于開關充電方式少等特點,缺點是成本高,脈沖電流幅度較大,易損傷電池[6]。

綜上所述,本文充電器采用線性充電方式恒流-恒壓充電方法,通過H橋集成SiC功率逆變模塊實現高頻(50KHz)逆變輸出電壓電流,大大減小了主電路核心器件的體積(主要是高頻隔離變壓器、支撐電容、高頻電感等)。從根本上做到了大功率小體積,可為電力機車輔助供電系統中鋰電池組快速充電儲能,解決了電力機車輔助供電系統充電器在機車上的應用和充電需求。

1 系統設計

1.1 充電器總體方案

本文所設計的充電器選用不控整流加H橋集成SiC功率逆變模塊再加高頻變壓器隔離、快速二極管整流智能充電主電路。該方案為“交-直-交-直(AC/DC/AC/DC)”的充電方案,基于高頻變壓器隔離和SiC的高頻充電技術將輔助三相 AC380V 電壓變換為隔離的充電電壓充電電流,給鋰離子電池組充電。這種方式同時具有調壓、電氣隔離的特點,依托電力電子技術和微型計算機控制技術進行恒流恒壓充電,另外體積、重量都符合機車上使用要求。

充電器控制系統結構如圖1所示,為使鋰電池組能智能安全地充電,充電器控制系統需要實時采集輸入三相交流電壓、斷路器Q1 CBF(Circuit breaker feedback斷路器反饋),經充電器整流后的直流電壓Uin、直流電流Iin、集成SiC功率器件工作溫度,輸出直流充電電壓Udc、充電電流Idc,以及鋰電池組信息狀態等。最終將DSP處理后的數據通過以太網傳輸到上位機進行顯示。

圖1 充電器控制系統結構圖

其工作原理為:當鋰電池組SOC(State of Charge)低于65%時,且DSP檢測到斷路器Q1上有輸入AC380V,I/O檢測到斷路器反饋信息為斷開,此時DSP通過I/O控制斷路器(CBC)Q1閉合,此時充電器開始工作,SiC功率器件將電流環控制值產生相對應占空比的PWM脈沖控制,使充電器控制系統工作在恒流限壓充電狀態。當充電器工作一段時間后,鋰電池組SOC高于90%低于95%時(SOC高于95%時鋰電池停止工作),此時SiC功率器件將電壓環控制值產生相對應占空比的PWM脈沖控制,此時充電器控制系統工作在恒壓限流充電狀態。當充電完成后充電器控制系統將斷路器Q1斷開。

1.2 器件計算及選型

(1) H橋集成SiC功率逆變模塊的設計

電網輸出AC380V經充電器整流二極管輸出DC540V,考慮到2倍的電壓裕量,選取至少耐壓1100V的開關器件。同時,根據SiC耐壓規格,可以選用1200V的開關器件。

由充電器最大充電功率P=UoutI得, Uout為充電器輸出電壓110V,I為最大充電電流150A,充電器最大充電功率P=16.5kW。經計算得出整流后的輸出電流為IL≈30A,取過載系數為2,紋波系數為2,則SiC最大電流Imax為:

Imax=2×2×30=120(A)

實際應用中選取較高電流值的SiC,由于需要考慮發熱問題,并且設計采用自然風冷,則采用額定電流為200A的 SiC。為滿足電力機車上的散熱與效率要求,最終選擇1200V/200A的H橋集成SiC功率逆變模塊。

(2) 高頻隔離變壓器參數計算

已知充電器最高允許充電電壓Uout為110V,輸出整流器即單相橋式二極管通態壓降的公式為:

Uout=0.9U2

(1)

式中,U2表示單相橋式整流管輸入電壓即變壓器輸出電壓,V。

可以得到高頻隔離變壓器輸出電壓U2為122.2V。

已知高頻隔離變壓器在設計時,變比設計公式為:

(2)

式中,U1min即變壓器最小輸入電壓值,V;Dmax為副邊的最大占空比。

已知最小輸入電壓為480V DC,基于H橋移相控制算法可知高頻隔離變壓器副邊的最大占空比值Dmax為0.9(死區為1μs),則變壓器的變比為3.5∶1.0

根據鋰電池組的充電功率對變壓器的容量進行設計,由上文計算結果可知最大充電功率為16.5kW,高頻隔離變壓器容量的設計公式為:

(3)

式中,η表示變壓器效率;TL表示輸出功率,kW。

則取高頻隔離變壓器效率為85%,則根據式(3)高頻隔離變壓器容量TL為19.4kW。

(3) LC濾波電路設計及選型

LC濾波電路中高頻電感計算公式為:

(4)

式中,Uout表示為濾波電感的輸出電壓值,V;fs表示為電路開關頻率值[13],Hz;Uinmax表示為濾波電路輸入的最大電壓,V;ULf是濾波電感的壓降值;UD是二極管壓降值;系數K=1。

由上文知Uout為110V,fs為50kHz,Uinmax最大電壓值為140V,直流電快恢復二極管的壓降忽略不計,根據式(4),求得高頻電感值為5.6μH。根據電感選取標準,選取高頻電感值為6μH,額定電流標準根據I=P/U可以得到電流約為132A。

直流LC濾波電路中支撐電容的計算公式為:

(5)

其中,直流脈動電壓的計算如下:

ΔUopp=0.5%U0≈0.6(V)

則根據式(5)可以計算得出濾波電容值為107.1μF。

本文選用型號為EGXF201E1070MK25S的濾波電容,濾波電容值選擇107uF/200V。

1.3 采樣電路設計

(1) 直流電壓采樣

如圖2所示為充電器輸出直流電壓采樣電路設計,考慮到鋰電池組的充電電壓為DC80～116.8V,選擇傳感器時,需留有1.2倍裕量,則測量范圍至少在140V以上。經過對比分析,選用CHV-50P/400A電壓傳感器,其測量范圍為600V,匝數比為5∶1,副邊端輸出感應電流范圍為0～25mA,能夠滿足采樣要求。由于微處理器A/D采樣模塊的允許檢測的電壓范圍是0～3V,故需要推算一個最合理的采樣電阻的阻值,使得直流電壓的采樣電壓盡可能趨近3V提高采樣的精確度。

由電壓傳感器參考手冊得知,當其原邊端對應電壓值為400V時,傳感器輸出額定電流為25mA。當輸入端電壓最大值為116.8V時,輸出端的實際電流為:

(6)

由歐姆定律知:

(7)

由于充電電壓會在DC80～116.8V之間波動,為了使傳感器輸出的電流信號對應到采樣電阻上的電壓盡可能趨近3V,故將采樣電阻阻值微調為400Ω。如圖2所示,采樣電阻R1為固定電阻,R2、R3為調整電阻,可根據實際情況確定采樣電阻中固定電阻和調整電阻的阻值。

(2) 直流電流采樣

直流電流采樣電路的位置點與直流電壓采樣的位置點相鄰,主要是檢測輸出直流電流的大小,其采樣電路設計與上述輸出直流電壓采樣電路設計方法相同,只是對傳感器而言,根據測量范圍的不同會有差別。經計算分析,本設計在測量機車鋰電池組充電直流電流時,選用檢測范圍為0～150A的霍爾電流傳感器,型號為CHB-150SF,可隔離測量直流電流和脈沖電流,性能穩定。輸入三相AC380V電壓中信號的采樣調整電路與充電直流電壓采樣電路相同,采樣電阻阻值的計算方式也相同,故此不再贅述。

2 控制算法設計

2.1 恒流-恒壓控制算法

充電器主要實現將交流電轉換為直流電并給鋰電池組充電的功能,處理器選用DSP。采用恒流-恒壓充電原理,充電方法為電流、電壓雙閉環控制,工作原理如圖3所示。

圖3 充電器恒流-恒壓控制算法框圖

2.2 控制軟件設計

圖4為充電器恒流—恒壓雙PI調節器控制軟件流程圖, 軟件實現依托DSP控制芯片的強大計算能力,利用電流外環電壓內環的雙PI調節控制算法,可以實現充電器的恒流恒壓控制。該控制軟件由四部分組成:AD采樣程序、保護檢測程序、電流電壓雙PI控制算法程序以及與上位機連接的通訊程序組成。

圖4 充電器恒流-恒壓雙PI調節器控制軟件流程圖

系統通電后進行系統初始化,每0.5ms進入一次定時器中斷,在中斷內首先完成AD采樣的工作,對充電器主電路中的輸入輸出電壓與輸入輸出電流值進行采樣,之后經過保護檢測程序,若系統檢測為無故障,則由上位機給定的電流值作為電流電壓雙PI控制算法的給定值,通過控制算法程序調節后輸出的PWM波給到驅動電路從而實現電流電壓雙PI控制。若系統監測到有故障信息,保護電路立即封鎖脈沖,H橋逆變電路停止輸出,直到故障信息解除。

3 實驗結果與分析

為驗證機車輔助供電系統充電器的性能和穩定性,在實驗室搭建了測試實驗平臺,如圖5所示,該實驗樣機的控制系統以DSP為核心控制器,實驗裝置包括DSP控制板、24V直流源、鉗流表、示波器、上位機等組成。充電器實驗樣機主電路外部接口由一個三相AC380V輸入接線端子和一個2PIN的外接輸出接線端子組成。

圖5 機車輔助供電系統充電器實驗平臺

通過CCS軟件編寫DSP控制程序,使控制系統的移相脈沖控制器輸出4路PWM脈沖,分別控制主電路H橋上集成SiC功率逆變模塊的開通與關斷,從而控制四路PWM波?？刂苾上嘀g的相位差,來達到恒流-恒壓充電的目標。通過控制算法可知,只要兩相之間PWM波形能在0～180°相差之間平滑移動可調,則可穩定控制電壓或電流輸出。

當載波頻率為50kHz時, 占空比恒定為50%,由于H橋電路上SiC功率器件的導通需要預留一定的死區時間,所以測得的實際驅動PWM波形的占空比會比50%略小5%左右。在最終的控制程序中寫入了死區補償,因此不影響控制效果。圖6(a)、(b)、(c)、(e)、(f)為幾種典型相位差時,H橋移相的驅動脈沖波形圖,它們分別是:8.6°、35.6°、44.7°、62.6°、89.6°、179.8°;充電器工作時高頻隔離變壓器副邊的輸出波形,以及充電器輸出的直流電壓(100V)波形,如圖7所示。

圖7 充電器高頻變壓器副邊輸出電壓波形(θ=180°時)及輸出直流電壓波形

通過圖5及圖7可知,該充電器工作在50kHz載波頻率下,充電器輸出充電電壓為DC100V,充電電流為25.2A,達到預期設計目標。

4 結論

(1) 本文研究電力機車輔助供電系統充電器工作原理,分析了應用需求。設計了電力機車輔助供電系統充電器總體控制方案,并完成了電力機車輔助供電系統充電器的軟硬件設計。

(2) 通過搭建基于DSP控制芯片的實物測試平臺進行驗證,檢測分析了軟件算法各環節的實驗波形。實驗結果表明本充電器核心器件參數計算及選型正確,系統設計得當,控制算法合理,可滿足機車輔助供電系統快速充電儲能的需求。

(3) 該充電器利用第三代半導體SiC功率器件代替傳統的IGBT功率器件,可有效降低開關損耗,提高電能的利用效率,同時體積小,滿足電力機車輔助供電系統的應用環境,具有推廣應用價值。