高可塑性射頻通道增益溫度補償電路構架研究

馬美霞,于謹華,胡天存

(中國空間技術研究院西安分院,西安 710000)

0 引言

射頻、微波接收/發射系統由低噪聲放大器、變頻通道、功率放大器、頻率源和DC/DC模塊5部分組成。射頻通道元器件,如放大器、混頻器、濾波器、隔離器、衰減器以及無源互聯過渡線等在其工作環境溫度變化過程中,關鍵指標增益、插入損耗等會發生線性變化。溫度范圍100℃范圍內,增益變化量約為常溫標稱值的10%。接收通道后端連接數字處理A/D轉換器、發射通道功率放大器推動后端行波管放大器,都需要通道功率穩定輸出,保證后端器件始終在正常輸入工作范圍內,因此射頻通道需要對增益即輸出功率進行溫度補償,從而保證穩定輸出[1-7]。增益溫度補償電路由兩部分組成,第一部分是位于射頻通道中的射頻模擬衰減器,所處位置在其調整衰減量過程中不會引起噪聲系數和輸出1dB壓縮點惡化;第二部分是為模擬衰減器提供溫度變化過程對應衰減量的控制電壓的低頻電路,該低頻電路輸入電壓一般是經過穩壓后的二次電,保證通道與系統級聯后依然能穩定工作。本文主要闡述了目前常用增益溫度補償以及高可塑性增益溫度補償電路架構。

1 常規溫補電路概述

1.1 數字溫補電路

數字溫度補償電路的原理圖如圖1所示,其優勢為能精準補償射頻通道增益溫補變化,但電阻構成復雜、成本高昂、調試工作量較大,所以目前地面或星載射頻通道一般不采用此方案。

圖1 數字溫度補償電路Fig.1 Digital temperature compensation circuit

1.2 模擬溫補電路

1.2.1 射頻溫補衰減器

溫補衰減器實現增益溫度補償原理如圖2所示。溫補衰減器在射頻通道增益補償中具有一定的優勢,純無源網絡無需供電、結構簡單、裝配簡單、易于多芯片集成實現小型化。射頻通道增益隨著任務要求往往大小不同,工作溫度范圍內增益變化就不太一致,對于高增益射頻通道往往需要多只不同阻值不同溫度系數的衰減器綜合補償滿足任務需求。但是實際射頻通道元器件在溫度下增益或是插入損耗隨溫度變化量在設計之初較難獲得,所以將會導致射頻溫補衰減器實際補償效果與預期相差較大,且后期修正需要進行期間重新選定更好,降低生產效率。

圖2 溫補衰減器補償原理Fig.2 Compensation principle of temperature compensating attenuator

1.2.2 模擬衰減器與有源控制電路組合型[8]

該組合型式由射頻模擬衰減器與含有熱敏電阻運算放大器比例放大濾波控制電路組成。模擬衰減器有電壓控制類型和電流控制類型,原理圖如圖3所示。該類有源控制電路使用過程中需要供電,并且運算放大器較為敏感,會發生低頻幾十千赫自激,直接調制到射頻輸出信號兩邊。影響系統處理結果的正確率。同時正負電同時供電情況下,容易出現電壓越過正負分界線,造成模擬衰減器受損。

圖3 有源控制電路原理圖Fig.3 Schematic diagram of active control circuit

1.2.3 模擬衰減器與電阻網絡組合型[9]

該組合型式由射頻模擬衰減器與簡單電阻控制電路組成,簡單電阻網絡電路形式如圖4所示。

圖4 簡單電阻網絡控制電路原理圖Fig.4 Schematic diagram of simple resistance network control circuit

R2*～R4*:RMK2012-0.1W-*-J待調電阻

R5:RMK2012-0.1W-101-J

C1:CT41L-0805-2C1-100V-103-K

ATT:CHT3091A-99F/00

網絡中熱敏電阻為負斜率,通過ADS仿真軟件優化外圍電阻,得到需要的控制電壓。輸出控制電壓控制模擬衰減器衰減量,從而達到射頻通道增益溫度補償。該網絡輸出電壓趨勢較為單一,應用范圍或是補償效果受到較大限制。

1.3 射頻溫補衰減器的位置

射頻溫補衰減器一般會設計在整個射頻鏈路中的后端,位于混頻后的位置,如圖5所示。根據級聯噪聲系數的定義可知,射頻系統的噪聲系數主要取決于射頻輸入端第一級有源器件的噪聲系數。射頻鏈路中后端器件對系統噪聲系數的影響會隨著后端器件與輸入端之間放大器的增益、級數的變大而減小。因此溫補衰減器置于混頻后可以有效降低其對系統噪聲系數的影響。

圖5 射頻溫補衰減器在射頻鏈路中的位置Fig.5 Location of the radio frequency warm compensating attenuator in the radio frequency link

2 高可塑性溫度補償電路

目前,星載接收機、變頻器單機增益溫度穩定度指標要求非常嚴苛。以C頻段接收機為例,常溫增益60±0.5dB,鑒定溫度范圍-25℃～60℃范圍內增益溫度穩定度小于0.8dBp-p,任意25℃增益溫度穩定度小于0.5dBp-p。

2.1 電路架構

電路選用負溫度系數熱敏電阻兩種,分別為溫度系數3500的2kΩ和溫度系數4200的80kΩ。正溫度系數熱敏電阻為溫度系數0.025的1kΩ。直流供電電壓為穩壓后-5V。模擬衰減器型號CHT3091A-99F/00,控制電壓Vp范圍為-5V～0V,控制端口阻抗為高阻,該衰減器屬于電壓控制模擬衰減器。所以在關鍵仿真優化過程中,模擬衰減器控制端口可以直接做開路簡化處理。其電路原理圖如圖6所示,由基爾霍夫電流定律可以得到高可塑性溫度補償電路參數關系,如式(1)、式(2)和式(3)所列。

圖6 高可塑性增益溫補電路架構拓撲Fig.6 Architecture topology of high plasticity gain temperature compensation circuit

PTC:R1×eαt×(T2-T1)(αt=0.025 R1=1kΩ)[16]

RT1～RT4為熱敏電阻

PTC:R1×eαt×(T2-T1)(αt=0.025 R1=1kΩ)[16]

RT1～RT4為熱敏電阻

R1*～R8*:RMK2012-0.1W-*-J待調電阻

R5:RMK2012-0.1W-101-J

C1:CT41L-0805-2C1-100V-103-K

ATT:CHT3091A-99F/00

(1)

(2)

(3)

其中A=R2//RT1、B=R6//RT2、C=R7//RT4、D=R4//RT3、E=R1+(R2//RT1)、F=R3+(R4//RT3)、G=(R7//RT4)/(R3+R4//RT3)。由式(2)可以推導得到V1與Vout關系,如式(4)所列。

(4)

將式(4)代入式(1)可以推導得到V2與Vout關系,如式(5)所列。

(5)

將式(4)和式(5)代入式(3)可以推導得到Vout與VDC關系,如式(6)所列。

Vout=VDC×(B×E)/{-R8×B×C×F×
(R3×B-R3×D+B×D)+
[(E+G)×(R8×E+R8×B+B×E)]×
(C+F)×(R3×B-R3×D+B×D)-
[B×C×D×F-(E+G)×(C+F)×
R3×D]×R8×E}

(6)

如圖7所示為是模擬衰減器不同工作頻率條件衰減量與電壓對應曲線,在低頻段控制電壓為-3.5～-1.0V范圍內衰減量隨著控制電壓線性變化,變化量約12dB,溫補網絡控制電壓輸出Vout范圍選取該范圍可以對線性電路進行較好的補償。如果單級衰減器衰減范圍不能滿足通道增益溫度變化量需求,可以在通道適當位置增加模擬衰減器級數,多級模擬衰減器采用同一電阻網絡輸出電壓進行控制。

圖7 模擬衰減器CHT3091A-99F/00衰減特性圖Fig.7 Attenuation characteristic of simulated attenuator CHT3091A-99F/00

具體電路控制電壓精確值可以通過試驗得到,采用桌面電源為模擬衰減器進行供電及溫度梯度摸底試驗。每個階梯溫度點保持一定時間從而使通道達到熱平衡,通道熱平衡后,按照0.1V步進在-5～0V調整控制電壓Vp并記錄通道增益值,在高低溫下選取滿足指標要求且與常溫增益值相同時對應控制電壓Vp取值。試驗得到不同溫度控制電壓值作為高可塑性溫補控制電路優化目標。

2.4 喉癌癌組織與聲帶息肉中Survivin、bcl-2、p53、caspase-3表達量比較 喉癌癌組織Survivin、bcl-2、p53表達量顯著高于聲帶息肉(P<0.05)，caspase-3表達量顯著低于聲帶息肉(P<0.05)，見表4。

高可塑性溫補控制電路電阻網絡對輸入高阻電壓控制型計算較為簡單,只需要優化電阻網絡組成電阻即可。但是對于電流驅動模擬衰減器,需要同時對模擬衰減器控制輸入阻抗進行溫度摸底,得到不同溫度點阻抗值代入電阻網絡后端進行一同計算,方可得到正確網絡電阻值。

2.2 控制電壓趨勢分析

通過理論計算推導得出高可塑性控制電路輸出電壓由不同阻值正、負溫度系數熱敏電阻相互補償修正后,得到滿足目前任意射頻線性通道和壓縮通道增益溫度補償電壓趨勢值。

如圖8所示為ADS建立仿真電路原理圖?？刂齐妷狠敵鯲out趨勢圖如圖9所示。

圖8 仿真原理圖Fig.8 Schematic diagram of simulation

圖9 控制電壓隨溫度變化趨勢圖Fig.9 Trend diagram of control voltage variation with temperature

高可塑性增益溫度補償電路可以靈活實現多種控制電壓隨溫度變化趨勢,從而滿足不同應用需求。通過改變控制電壓Vout相關待調電阻R1*～R8*以及熱敏電阻RT1～RT4取值,可以得到6種電壓輸出趨勢,其代調電阻阻值組合和對應的電壓趨勢如表1所列。

表1 控制電阻網絡待調電阻取值Tab.1 Values of resistors to be adjusted in the control resistance network

6種電壓趨勢分別應用背景介紹,Type1應用于正常射頻通道增益補償,也即射頻通道高溫增益減小、低溫增益增大,需要增益溫度補償電路高溫衰減量減小、低溫衰減量增大進行補償;Type 2應用于通道所處整個鏈路其余部分出現增益溫度穩定度多度補償情況,也即高溫增益高低溫增益低;Type 3應用于固態放大器等工作在壓縮狀態射頻通道,低溫帶常溫段衰減量不變,常溫到高溫衰減量減小,也即補償通道增益下降量;Type 4應用于通道衰減器衰減量與控制電壓成反比例情況,對工作在壓縮狀態射頻通道進行增益溫度補償;Type 5用于微調增益溫度補償后低溫和高溫段增益高于常溫,也即碗狀增益趨勢通道反補;Type 6用于微調增益溫度補償后低溫和高溫段增益低于常溫,也即拋物線增益趨勢通道反補。

2.3 設計實例

射頻通道隨溫度變化線性反斜率變化C頻段接收機為例,具體設計步驟如下。

圖10 增益相對控制電壓曲線Fig.10 Gain relative control voltage curve

2)將獲得的三溫下控制電壓值作為高可塑性控制電路輸出電壓優化目標值,通過優化待調電阻R1*～R8*取值,獲得符合要求的控制電壓。R1*=1Ohm,R2*=1Ohm,R3*=100000Ohm,R4*=24000Ohm,R5*=390Ohm,R6*=3000Ohm,R7*=5100000Ohm,R8*=820Ohm。優化后控制電壓高溫-2.512V,常溫-1.741V,低溫-1.518V。將電阻裝入電路中進行溫度摸底,實驗結果見2.4節。

2.4 實物測試結果

星載C頻段接收機常溫增益60±0.5dB,增益溫度穩定度要求:≤0.8dBpp@工作溫度范圍-5℃～+55℃。實物如圖11所示,單機采用高可塑性增益溫度補償電路進行溫度補償后,在驗收溫度范圍-25℃～+60℃范圍內,每5℃溫度保持半個小時溫度梯度試驗,對工作帶內中心點增益進行連續采集,采集結果如圖12所示。在-25℃～+60℃范圍內,增益溫度穩定度約0.7dB,滿足任務要求≤0.8dBpp。

圖11 C頻段接收機實物照片Fig.11 C-band receiver real photo

圖12 C頻段接收機增益溫度連續采集曲線Fig.12 C-band receiver gain temperature continuous acquisition curve

3 結論

本文介紹了高可塑性射頻通道增益溫度補償電路,通過調整控制電壓電路待調電阻取值靈活實現輸出電壓隨溫度正負斜率,只對低溫到常溫進行補償、只對常溫到高溫進行補償、常溫不變高低溫同向補償。滿足目前線性工作模式或是壓縮工作模式射頻通道增益溫度補償所有需求。同時,控制電路為純電阻網絡,操作簡單、無自身自激振蕩風險,模擬衰減器是常見射頻器件,只需按照任務頻率范圍以及補償量進行選用即可,具有極高推廣價值。目前,C頻段接收機在-25℃～60℃范圍內,增益溫度穩定度約0.7dB;-5℃～55℃范圍內,增益溫度穩定度約0.1dB,國際知名宇航公司ThalesAlenia公司C頻段接收機-5℃～55℃范圍內,增益溫度穩定度約0.22dB,達到國際領先水平。