應用于光/蓄系統的高增益非隔離型三端口變換器?

秦 工，蔣廷耀，黃亞嫻

(1.湖北三峽職業技術學院機電工程學院，湖北 宜昌 443000；2.三峽大學計算機與信息科學學院，湖北 宜昌 443000；3.湖北三峽職業技術學院教務處，湖北 宜昌 443000)

可再生能源(Renewable Energy Sources，RES)的缺點之一是其間歇性的能源可用性。然而結合儲能(Energy Storage，ES)可有效緩解上述問題[1]。因此，耦合系統應使用兩個電力電子變換器，其中RES的最大輸入功率、輸出電壓和電池充放電必須可控。但是，單變換器用于RES 和ES 會導致成本高昂且效率低下。對此，三端口變換器(Three Port Converters，TPC)可有效解決上述問題，同時具備體積小、組件少、成本效益高和動態性能好等優勢[2]。

近期，許多學者提出并實施了不同類型的TPC，分類涉及三種類型:隔離、部分隔離和非隔離變換器[3－4]。隔離TPC 包含1 個高頻變壓器，可增加電壓增益，并將不同端口的電壓調節至所需幅值[5]。但是隔離TPC 的組件很少在潮流路徑之間共享，導致組件數量增加。與隔離TPC 類似，部分隔離拓撲包括用于隔離端口的高頻變壓器。隨著電壓增益的增加，變壓器的功率損耗驟增，效率無法接受。然而，非隔離型TPC 可在功率流路徑中共享元件，使得尺寸緊湊、元件數量較少。但是，輸入電源和電池直接連接到負載，這限制了非隔離TPC 的應用。

對此，文獻[6]提出一種基于Buck-Boost 的非隔離TPC 拓撲結構。但它僅適用于低壓場合。此外，文獻[7]通過充電泵技術與升壓變換器集成的方式，獲得較高的電壓增益。但是，該類變換器不包括雙向功率潮流路徑，因此不適于獨立應用和與電池集成。而文獻[8－10]分別對Buck、Boost、Cuk 和Sepic 等傳統變換器進行了重新配置，以呈現具有不同優、缺點的TPC。簡言之，上述變換器通過增加額外的二極管和開關管，使其具有雙向功率流路徑。但這類結構的主要缺點是電壓增益低。同時，電池在一個循環中可能會有不理想的充電和放電模式。

為提升電壓增益，文獻[11]在TPC 中引入高電壓耦合電感，但耦合電感向變換器施加的漏感，增加了傳導損耗。文獻[12]在文獻[9]的基礎上通過添加兩個耦合電感、一個開關和四個二極管。元件數量雖略有增加，但是該變換器引入了軟開關技術，以減少開關損耗[13]。Haghighian 等[14]提出了一種具有兩個耦合電感和五個開關的結構，但功率損耗較大，且控制復雜，無法量產。

鑒于可再生能源應用對多端口功率變換和高增益輸出能力提出新的要求，本文提出一種基于二次型升壓變換器的新型非隔離三端口變換器，其中雙向路徑由兩個二極管和三個開關管組成。本文將二次型升壓變換器和所提的雙向路徑相集成，形成緊湊型TPC 變換器接口。所提三端口變換器為單級TPC，電池充電/放電和向負載供電可在一個周期內完成。

1 所提變換器拓撲結構

所提基于二次型Boost 電路的TPC 拓撲結構如圖1 所示，共有3 個端口:光伏輸入端口(Vin)、蓄電池端口(Vb)和直流負載端口(Vo)。該拓撲由3 個開關管(S1～S3)，5 個二極管(D1～D5)，2 個電感(L1、L2)以及2 個電容(C1、C2)組成，利用分時復用的思想，其中大多數元件在不同工作模式下實現了共用。開關管S1、S2、S3和二極管D4、D5提供一個雙向路徑，可實現光伏輸入、蓄電池和負載之間的功率流動管理。此外，變換器使用了2 個獨立的占空比分別控制光伏端輸入功率和輸出電壓。

圖1 所提TPC 的拓撲結構

2 工作原理

2.1 工作模式

首先，定義Ppv為光伏輸入端口的功率，Pb為蓄電池端口的功率，Po為負載端口的功率，當Pb>0時，蓄電池放電，當Pb<0 時，蓄電池充電。根據Ppv、Pb和Po的大小關系，所提TPC 具有3 種工作模式:

①單輸入單輸出(Single Input Single Output，SISO)模式:此時Ppv＝Po，Pb＝0，光伏輸入功率單獨向負載供電，蓄電池端口處于停止工作的狀態，關鍵波形如圖2(a)所示。

圖2 所提TPC 關鍵工作波形

②單輸入雙輸出(Single Input Double Output，SIDO)模式:當光照充足時，此時Ppv>Po，Pb<0，光伏輸入功率為負載供電的同時對蓄電池充電，關鍵波形如圖2(b)所示。

③雙輸入單輸出(Double Input Single Output，DISO)模式:當光照較弱時，此時Ppv0，光伏輸入功率和蓄電池同時為負載供電，蓄電池供應負載功率缺額，關鍵波形如圖2(c)所示。

為便于分析所提TPC 在不同工作模式下的模態，本文將TPC 電感L1、L2工作于連續導通模式，并使用恒壓直流電源作為光伏輸入電源。此外，假設所有元件均為理想元件，所有電容都足夠大，其端電壓在一個開關周期Ts內恒定。

2.2 模態分析

2.2.1 TPC 在SISO 模式下的模態

SISO 模式下TPC 作為二次型Boost 變換器工作，此模式具有2 種模態，各模態對應的等效電路和電流路徑如圖3(a)和圖3(b)所示。

模態1[t0，t1]:如圖3(a)所示，開關管S1和S2導通，S3關斷，二極管D2和D5處于導通狀態，輸入電壓Vin對電感L1充電，電容C1對電感L2充電，電容C2為負載供電，電感電流iL1和iL2均線性增大，L1和L2的端電壓分別等于Vin和VC1。

模態2[t1，t2]:如圖3(b)所示，所有開關管均關斷，二極管D1和D3導通，其余二極管反向偏置。電感L1和L2釋放能量為負載供電，iL1和iL2均線性減小，其端電壓分別等于Vin－VC1和VC1－Vo。

對電感L1和L2使用伏秒平衡原理，可得:

式中:d1是S1和S2在模態1 下的占空比。

化簡式(1)和式(2)得式(3)和式(4)，將式(3)代入式(4)可得SISO 模式下的電壓增益如式(5)所示:

在SISO 模式下只有一個占空比d1，用于調節所提TPC 的輸出電壓。

2.2.2 TPC 在SIDO 模式下的模態

在SIDO 模式下4 種模態，各模態等效電路和電流路徑如圖3(a)～圖3(c)所示，其中模態2 和4類似。此模式下所提TPC 具有兩個占空比，可以調節光伏輸入功率和輸出電壓。

模態1[t0，t1]和模態2[t1，t2]與SISO 模式下的模態相同。

模態3[t2，t3]:如圖3(c)所示，開關S1、二極管D4、D5和D2導通，電感L1、L2分別由輸入電壓和電容C1充電，iL1和iL2線性上升，L1和L2的端電壓分別為Vin－Vb和VC1－Vb。輸入電壓和電容C1共同對蓄電池充電，該模態的占空比等于d2。

模態4[t3，t4]:該模態與模態2 類似，如圖3(b)。

對電感L1和L2使用伏秒平衡原理，可得:

式中:d2是模態3 的占空比。

根據式(6)和式(7)可得式(8)和式(9)，將式(8)代入式(9)可得變換器在SIDO 模式下的輸出電壓為:

當蓄電池充電時，其充電電流為:

式中:IL1、IL2分別為電感L1、L2在模態3 中的平均電流，根據安秒平衡定律，可得IL1、IL2為:

將式(12)和式(13)代入式(11)，可得蓄電池充電電流為:

因此，蓄電池的平均電流以及充電功率如下:

2.2.3 TPC 在DISO 模式下的模態

在DISO 模式下各模態等效電路和電流路徑如圖3(a)、圖3(b)和圖3(d)所示。所提TPC 在DISO 和SIDO 兩種模式下的工作原理基本相同，僅模態3 存在差異，故此處僅對模態3 進行分析。

模態3[t2，t3]:如圖3(d)所示，開關管S1、S2和S3均導通，二極管僅D2導通，其余二極管反向偏置。為了彌補功率缺額，蓄電池將放電，電感L1由輸入電壓和蓄電池共同充電，電感L2由電容C1和蓄電池共同充電，二者的端電壓分別等于Vin＋Vb和VC1＋Vb。

參照上一小節的分析，可得所提TPC 在DISO 模式下的輸出電壓為:

在該模式下，蓄電池的放電電流、電流平均值和放電功率與SIDO 模式相反，此處不再贅述。

圖4 給出了所提TPC 在不同工況下的輸出電壓曲線。設定光伏輸入電壓和蓄電池電壓分別為24 V 和12 V，蓄電池放電時將獲得更高的電壓增益，與基于傳統變換器的其他TPC 相比，該變換器的高電壓增益是一大優勢。

3 比較分析

本節將所提TPC 與文獻[2]、文獻[8]和文獻[11]中提出的與本文拓撲相似的非隔離三端口變換器進行比較。主要比較因素包括元件數量、電壓增益、輸入電流連續性、是否包含雙向路徑和最大效率。比較結果如表1 所示。

表1 變換器結構與性能對比

圖5 給出了各變換器的電壓增益曲線。該變換器的電壓增益高于文獻[11]中的變換器。此外，在較高占空比下，該變換器的電壓增益將更具優勢。文獻[8]中的變換器雖然與所提變換器具有相同的電壓增益，但其不包含蓄電池充放電的雙向路徑，因此不能用于本文所述的光/蓄系統。所提變換器使用的元件數量少，可以降低功率損耗，并且在不同的工作模式下效率高，其效率高于文獻[2]與文獻[11]中的變換器。同時，在光伏應用中，輸入電流的連續性是變換器的一個重要性能指標，與文獻[11]中的變換器相比，所提變換器具有這一優勢。

圖5 各變換器電壓增益曲線

4 實驗驗證

為了驗證所提TCP 的正確性和控制策略的有效性，搭建了一臺100 W 的實驗樣機。具體參數為:蓄電池電壓Vb＝12 V，輸出電壓Vo＝100 V，輸入電壓Vin＝24 V，負載電阻R＝120 Ω～140 Ω，電容C1、C2為220 μF，電感L1、L2為700 μH，開關頻率fs＝25 kHz。

圖6 給出了在SISO 模式下所提TPC 的實驗波形。如圖6(a)所示，輸入電壓Vin＝24 V、輸出電壓Vo＝100 V、輸出電流Io＝0.8 A，電壓增益為4.2，變換器輸出功率為80 W。如圖6(b)所示，電感電流iL1和iL2連續，平均值分別為3.5 A 和1.7 A；開關管S1的電壓應力約為100 V，與理論分析相符。

圖6 所提TPC 在SISO 模式下的實驗波形

在SIDO 模式下的實驗波形如圖7 所示。圖7(a)給出了開關管S1～S3的漏源極電壓和S1的驅動電壓波形，可以看出，S1具有2 個占空比，d1和d2分別等于0.35 和0.2，其最大電壓應力為100 V，S2的最大電壓應力約為13 V。圖7(b)給出了二極管D1～D3和電容C1的電壓波形，VC1為48 V，D1、D2、D3的電壓應力分別為47 V、49 V、100 V。圖7(c)給出了二極管D4的電壓和蓄電池電流ib的波形，當D4導通時蓄電池充電，充電電流約為0.9 A，D4的電壓應力為13 V。圖7(d)給出了電感電流和輸出電流波形，iL1和iL2的平均值分別為3.8 A 和1.9 A，Io等于0.75 A，輸出功率為75 W，充電功率為11 W，輸入功率等于91 W，符合理論分析。

圖7 所提TPC 在SIDO 模式下的實驗波形

在DISO 模式下的實驗波形如圖8 所示。d1和d2分別等于0.26 和0.22，當S2、S3導通時蓄電池放電，平均放電電流約為1.1 A，iL1和iL2的平均值分別為3.0 A 和1.4 A，Io等于0.83 A，變換器輸出功率為83 W，蓄電池輸出功率為13 W，輸入功率等于72 W。

圖8 所提TPC 在DISO 模式下的實驗波形

圖9 示出了所提TPC 在三種工作模式之間來回切換時的動態響應波形圖，從圖中可以看出，切換瞬間輸出電壓會超調，但會在很短的時間延遲內恢復到其初始值，蓄電池電流發生階躍響應且具有較快的跟蹤速度。測試結果表明TPC 具有良好的動態性能，控制系統具有高速性和穩定性。

圖9 TPC 的輸出電壓動態響應波形

圖10 示出了在三種工作模式下，所提TPC 的效率與輸出功率的關系。在SISO 模式下TPC 的效率最高，SIDO 模式下效率最低。在一定的輸出功率下，TPC 的效率可以考慮為三種模式效率的平均值，額定功率下TPC 的效率達到了91%?？梢?，本文所提TPC 具有較高的效率。

圖10 所提TPC 的效率曲線

5 結論

所提三端口變換器是二次型升壓DC/DC 變換器與ES 系統的集成，適用于獨立光伏系統。由兩個二極管和三個開關控制蓄電池充電/放電。通過比較分析可知，該變換器的主要優點是結構簡單，電壓增益高。此外，變換器為單級結構，以減少功率損耗并提高效率。實驗結果表明，所提變換器性能滿足要求。