多路輸出反激式開關電源設計研究?

趙坤池，劉志忠，盧紅舉

(河南理工大學機械與動力工程學院，河南 焦作 454000)

隨著電力電子技術的快速發展，變頻器逆變環節目前多采用IGBT。為保證IGBT 可靠運行，通常采用專用驅動模塊控制IGBT 的通斷，而驅動模塊能否穩定工作很大程度上取決于其專用供電電源的性能，目前多采用反激式開關電源拓撲設計[1－2]。

對于反激式開關電源的研究主要集中于提高效率，改善電源的負載調整率和交叉調整率，以及仿真設計技術等。陳卓等[3]提出基于同步整流技術的多路輸出反激式開關電源，采用同步整流技術以減小傳統二極管整流過程中的損耗，并引入加權電壓反饋控制的方法來改善開關電源的交叉調節能力?？拙S功等[4－5]通過分析前后級驅動電源電路的特點，提出一種前后級隔離驅動電路方案以解決反激變壓器輸出端爬電間隙過于密集的問題。湯健強等[6]設計了一款多路直流隔離輸出開關電源，實驗結果表明該電源輸出電壓紋波小、負載調整率良好。隨著仿真技術的發展，各類仿真軟件也被用于開關電源的建模仿真研究，明顯提高了設計效率。有學者借助仿真軟件構建閉環電路模型，模擬反激開關電源的控制環路，對各部分電路進行仿真，仿真結果與實物試驗吻合度較好[7－8]。本文依托具體實例對多路輸出反激式開關電源的設計流程、設計難點、仿真分析等內容詳加分析，為該類電源設計提供理論和實際參考。實物試驗表明，本文所設計電源輸出穩定，響應速度快，紋波和精度均滿足設計要求。

1 IGBT 驅動電源設計要求

對于三相橋式逆變電路，U、V、W 三相的上橋臂需要互相隔離的電源供電，而下橋臂可采用同一電源進行供電。為保證IGBT 可靠工作，常采用負電壓驅動來保證穩定關斷。據此，本文設計4 路＋15 V/－7.5 V 輸出驅動IGBT，1 路＋5 V 輸出為邏輯控制電路供電。電源控制芯片采用UC3842。具體要求如下:

輸入:110 V～260 V AC。

輸出:3 路上橋臂直流輸出(＋15 V/0.06 A，－7.5 V/0.06 A)；1 路下橋臂(＋15 V/0.18 A，－7.5 V/0.18 A)；1 路驅動芯片直流輸出(＋5 V/0.3 A)；1 路輔助繞組＋15 V 為UC3842 芯片自身供電，其輸出電流可忽略。

輸出功率為9.6 W；電源效率≥80%；工作頻率取70 kHz。

2 硬件電路設計

圖1 為電路原理圖。220 V 交流電經由EMI電路和整流濾波電路之后轉換為310 V 直流電，經啟動電阻為UC3842 的7 腳電容充電，當充電電壓升高至導通門檻電壓時，UC3842 開始工作，后續由輔助繞組繼續供電。變壓器次級輸出端經π 型濾波后輸出穩定直流電壓，把負載最重的一路輸出端接入反饋回路，輸出電壓經電阻分壓后與參考電壓比較，反饋信號傳遞至UC3842 電源管理芯片；芯片通過動態調整輸出PWM 占空比保證輸出端電壓穩定。采樣電阻R5的電壓值經過3 腳與UC3842 內部誤差放大器的參考電壓進行比較，當采樣電壓值高于參考電壓時，UC3842 停止向外輸出PWM 信號，開關管關斷，從而實現過流保護功能。

圖1 電路原理圖

圖2 RCD 箝位電路

2.1 RCD 箝位電路設計

反激變壓器在實際工作過程中存在漏感，MOS管關斷后漏感能量將在其兩端產生較高的尖峰電壓，此尖峰電壓與直流電壓共同疊加在MOS 管兩端，易造成MOS 管擊穿。為降低MOS 管承受的峰值電壓，可采用結構簡單、成本低廉的RCD 箝位電路抑制漏感產生的尖峰電壓，即MOS 管關斷之后，部分漏感能量被電容吸收，再由電阻進行消耗，以此來抑制關斷電壓峰值。箝位電路需要選取合適的RC 值，若電容值過大會消耗初級電感能量，導致電源效率下降；若電容過小則無法有效抑制電壓尖峰。RC 值計算可參考文獻[9－10]。

2.2 UC3842 控制電路設計

電流型PWM 控制芯片UC3842 內部集成有電流和電壓反饋邏輯電路，并與芯片基準頻率共同作用來決定6 腳輸出端的PWM 波形。該芯片不僅具有較好的負載調整率，還具有欠壓鎖定功能，當供電電壓低于額定值時會自動關閉電路，保證電路的穩定可靠工作。UC3842 的工作頻率由4 腳電容及4腳到8 腳之間的電阻共同確定:

由振蕩頻率f確定RC 值[11]。為保證控制精度，要求UC3842 死區時間不超過震蕩時鐘周期的15%，死區時間與電容大小呈正相關，在滿足要求的基礎上盡可能選擇較小的電容。同時，在功率開關管關閉時，噪聲尖峰會耦合到振蕩器端，為減少噪聲尖峰，電容值不應低于1 nF。

2.3 變壓器設計

高頻變壓器作為開關電源中的核心器件，其性能好壞不僅關系到電磁干擾狀況，也直接影響到電源效率[11]。圖3 為反激變壓器電路工作原理圖，MOS 管導通，原邊繞組儲存能量，副邊繞組截止；MOS 管關斷后，副邊繞組導通，電路中的能量一部分儲存于電容，一部分供負載工作。對變壓器的要求包括:寬電壓范圍輸入下，各路輸出均能滿足設計要求；變壓器各繞組之間耦合性好，交叉調整率低；工作過程中磁芯不發生飽和，溫升在允許范圍內。

圖3 反激變壓器工作原理圖

2.3.1 變壓器關鍵參數設計

整流濾波后的直流輸入范圍:

輸入電壓取最小值Umin，對應PWM 最大占空比:

式中:Vor為反射電壓，是當開關管關斷時，副邊繞組在原邊繞組中產生的感應電壓。該電壓值決定于副邊電壓值和匝數比，通常取值為90 V～140 V，這里取110 V。Vds為MOS 管導通電壓，通常取10 V[12]。

由式(3)可得Dmax＝0.43。

2.3.2 峰值電流及初級繞組電感量

假定反激變壓器工作在DCM 模式下，根據開關電源輸出功率及能量傳遞效率得變壓器輸入功率Pin，且每周期原邊電流與功率關系還可表示為:

由此可得原邊峰值電流:

初級繞組電感量為

2.3.3 磁芯選擇

鐵氧體磁芯材料成本低，在高頻下具有高磁導率和電阻率等優勢，據此本設計采用鐵氧體磁芯材料。磁芯的選型方法包括面積法和幾何參數法，這里采用面積法選擇磁芯型號。

式中:Ae為磁芯有效截面積；Aw為磁芯窗口面積；Kw為窗口利用系數；η為變壓器效率；ΔB為工作磁感應強度變化值，為避免變壓器出現磁飽和，一般取ΔB＝0.2 T；ρ為導線通流密度，由于開關電源工作頻率不高，取ρ＝4 A/mm2?？紤]到電源輸出路數較多，為保證充足的繞線空間，本文采用EER35 磁芯。

2.3.4 原邊及副邊繞組匝數

原邊繞組匝數初步計算公式如下:

綜上所述，對腦血管疾病合并糖尿病患者而言，優質護理的實施具有重要意義，可幫助其平穩度過圍術期，減少術后各類并發癥，促進早日康復。

考慮到整流二極管以及繞組自身會產生約1 V的壓降，副邊繞組端電壓應為輸出電壓與電路壓降之和，則副邊繞組的匝數比為

式中:n為原副邊理論匝數比；VO為輸出端電壓值；VD為整流二極管及繞組壓降。由式(9)可求得各副邊繞組匝數。上述匝數為保證磁芯不會飽和的最小匝數，具體在確定原邊匝數時，特別是對于多路輸出電源，還需要考慮實際匝數比對于反射電壓的影響。

由式(3)、式(5)可知，當反射電壓降低時，電路的最大占空比將會減小，從而導致原邊峰值電流增大，直接影響變壓器的功耗和溫升。因此，設計過程中需要注意反射電壓值的大小，保證其在一個合理范圍內。

對上述各繞組匝數進行驗證:令n1、n2、n3分別為＋15 V、－7.5 V 和＋5 V 對應繞組的理想匝數比，由式(9)求得理想匝數比，根據理想匝數比求得各副邊繞組理論匝數。但理論匝數取整后實際匝數比會有變化。通過實際匝數比所得反射電壓為100.64 V，可以發現反射電壓值與原定值相差較大，不符合變壓器設計原則。同時，副邊匝數取整導致匝數比變化過大還會影響到非反饋端電壓值。當采用＋15 V 輸出端為反饋端時，對于＋5 V 輸出端，其繞組兩端電壓值為反饋繞組端電壓和兩繞組匝比倒數的乘積，電壓約為6.9 V，與預期電壓值相差較大。

為保證反射電壓值在合理范圍內，且各路輸出電壓值均符合設計要求，可通過對原邊匝數進行調整來使變壓器各項參數滿足設計要求。調整方法為:使原副邊匝數等比例變化來保證理論匝數比與實際匝數比盡可能接近，直至滿足設計要求。

此處給出具體調整公式如下:

式中:na、Nsa、分別為原邊與最小電壓輸出端理論匝比、最小輸出端理論匝數、最小輸出端實際匝數，N′p為調整后并取整的原邊匝數，Nsm和nm分別為其余繞組的理論匝數和理論匝數比。采用式(10)對各個繞組匝數進行調整，得到副邊繞組Ns′1、Ns′2、Ns′3匝數以及反射電壓值，調整前后各相關參數對比如表1 所示。

表1 不同原副邊匝數與反射電壓對比

由表1 可看出，調整后的反射電壓與設定值相等，且調整后＋5 V 繞組輸出端電壓約為6 V，減去二極管及繞組自身壓降后輸出端電壓約為5 V，總體效果較為理想。

2.3.5 磁芯氣隙設計

式中:μ0為真空導磁率；Ae為磁芯有效截面積；AL為電感系數。

2.4 電壓反饋補償回路

環路補償是開關電源設計中的一個重要環節。由于開關電源接動態負載，當負載變化時需要電源及時做出調整，以保證輸出電壓的穩定。因此電源環路補償的響應速度和穩定性決定了電源輸出的調整速度和精度。反激開關電源設計中，常用光耦PC817 和三端穩壓管TL431 構成的反饋環路來對電源輸出進行調整，如圖1 所示，輸出端Vo通過電阻分壓后與TL431 的參考電壓值進行比較，比較結果經由電源管理芯片處理后輸出相應的PWM 信號，以此動態調整輸出端電壓值[13]。具體對反饋環路進行分析時，常對控制系統進行線性化處理，滿足低頻、小信號、忽略紋波的前提下建立反饋補償回路的小信號等效回路，由等效回路求得環路的傳遞函數[6，14]。圖4 為環路補償電路的小信號等效回路。

圖4 環路補償電路等效回路

根據圖4 可以求得反饋電路的傳遞函數:

式中:CTR 為光耦電流傳輸比，取CTR ＝5。該環路存在一個原點極點，一個零點和一個極點，為Ⅱ型補償器。

圖5 為本文所設計環路補償電路傳遞函數的伯德圖，從圖中可看出低頻增益為40 dB，中頻增益為25 dB，當增益為0 時的幅值裕度大于90°。該補償環路的截止頻率較高，可有效提高補償環路的調整速度。

圖5 環路補償電路傳遞函數伯德圖

3 仿真分析及實驗驗證

采用合適的仿真軟件對設計方案進行仿真驗證和分析，可有效避免設計失誤，提高設計效率和設計可靠性。本文采用Saber 軟件進行仿真，此處主要對2.3.4 中所提出的匝數調整方法的有效性進行仿真驗證。

3.1 Saber 軟件仿真

在Saber 軟件中搭建電路模型，分別對繞組匝數調整前后進行仿真，得到MOS 管ds 端電壓結果，如圖6 所示。為方便測量反射電壓，仿真過程采用＋150 V 直流供電。根據仿真結果，匝數調整前反射電壓約為100 V，而匝數經過調整后的反射電壓約為110 V。

圖6 MOS 管漏源極電壓波形

圖7 所示為非反饋輸出端電壓值，從圖中可以看出，匝數調整前＋5 V 輸出端電壓值誤差約為20%，調整后降低為2.6%。

圖7 非反饋輸出端電壓值

仿真結果表明，本文所提出的匝數調整計算方法可使反射電壓接近預定值，且非反饋繞組輸出端電壓值更為準確。

3.2 實驗驗證

根據本文所設計完成的開關電源電路制作樣機，對其性能進行測量。

在交流輸入220 V 條件下，對有電壓反饋電路的輸出端進行檢測，利用示波器采集輸出端電壓信號，結果如圖8 所示。

圖8 ＋5 V，＋15 V/－7.5 V 輸出端電壓值

從示波器電壓采樣波形可以看出，輸出端電壓輸出波形平滑，紋波均在2%以內，說明該電源具有較高的穩定性。

對其余3 路非反饋電路的輸出端電壓進行測量，結果如表2 所示，各路輸出端的的誤差均在4%以內，完全達到設計要求。

表2 4 路電源輸出電壓值

4 結論

本文以基于UC3842 控制芯片的多路輸出反激式開關電源設計為例，全面分析了該類電源的設計流程和關鍵要點，重點分析了反激變壓器和電壓反饋電路的設計計算方法，為該類電源設計提供了理論指導和實際樣例參考。研究結果表明，反激變壓器及電壓反饋電路的設計對于電源的實際性能較為重要，反射電壓可通過匝數比調整予以優化。利用Saber 仿真軟件輔助設計具有較好的可信度。

此外，本文所完成實物樣機的變壓器系手工繞制，如采用專用設備生產，各路輸出端電壓誤差有望進一步減小。如何減小變壓器漏感，提高繞組間的耦合系數，對于該類電源的設計和生產應予以重點考慮。