用于Ka波段衛星通信的雙頻段圓極化無源相控陣天線

夏橋江，蔡 瀟，2*，文舸一

(1.南京信息工程大學 應用電磁學研究中心，江蘇 南京 210044；2.南京信大安全應急管理研究院有限公司，江蘇 南京 210044)

0 引言

隨著無線通信行業的發展,通信頻道日益擁堵的問題隨之而來,毫米波頻段由于其信道容量大、頻帶寬、傳輸質量高、所需元器件尺寸小的特點備受關注。在Ka波段衛星通信系統中,往往在上行鏈路和下行鏈路分別使用頻率為29.5～30 GHz和19.7～20.2 GHz的正交圓極化波束,通過在非相鄰頻段工作的2個不同的圓極化波束來進一步加強天線在收發頻段的隔離度。例如,用戶終端在接收頻段收到的是左旋圓極化波,則應該在發射頻段發射右旋圓極化波,這就意味著用戶終端需要在收發頻段能夠實現極化方式的切換。

當前新型的天線設計有向高頻段、智能化和多頻段共用發展的趨勢[1-2]。至今,對圓極化可重構的天線已經進行了許多研究。天線單元實現圓極化可重構一般通過2種方式:一是采用多個饋電端口進行切換的方式來改變天線的饋電[3-5];二是通過加載MEMS、PIN二極管等射頻開關來改變天線單元上的電流[6-9]。這些附加在天線單元上的電路結構在一定程度上增加了結構的復雜度而且難以在有限空間內集成。文獻[10]設計了一款雙頻雙圓極化寬角度掃描陣列天線,該設計的缺點是單元極其復雜,整個列有5層基板,同時在+/-60°掃描角度下也只能保證6 dB以下的軸比。文獻[11]提出了一種利用間隙波導技術的Ka波段雙圓極化陣列天線,該天線在30 GHz頻段通過切換端口的方式實現了圓極化的切換,圓極化波束在偏轉0°時的交叉極化水平小于-20 dB,但未實現圓極化波束掃描功能。文獻[12]設計了一款K/Ka頻段線圓極化柵,當線極化沿x軸方向射入該極化柵時,會在20 GHz頻段實現右旋波束,在30 GHz實現左旋波束,通過改變入射波的方向也可實現圓極化狀態的改變,但是該設計的圓極化波束偏轉效果以及在2個頻段的交叉極化水平并不理想。文獻[13]提出了交叉排布的線極化發射陣列和寬帶極化轉換器結合的方案,實現了在29 GHz獨立的左右旋圓極化波束,并通過更換不同構型的線極化發射陣列來實現圓極化波束的偏轉。該陣列在29 GHz波束偏轉0°時的交叉極化水平小于-14.5 dB,但是這個陣列太過依賴極化轉換器的性能,陣列本身并不具備圓極化重構性能。

至今,沒有一款陣列天線可以同時滿足雙頻點、圓極化可重構、寬圓極化掃描角度等功能,并且以往陣列設計中各個單元的激勵分布也難以達到自身增益的最大值。為了解決以上問題,本文設計了一款用于Ka波段衛星通信的雙頻段圓極化無源相控陣天線,該天線工作在19.7～20.2 GHz(接收頻段)和29.5～30 GHz(發射頻段)兩個頻段,天線整體尺寸僅為37.18 mm×37.18 mm×0.762 mm,結構簡單、剖面低,易于在有限空間內集成,天線的子陣由4個線極化微帶貼片單元依次旋轉90°組成,通過空間波束的疊加來實現整個陣列的圓極化可重構性能?；趲Ъs束條件的最大功率傳輸效率法(Method of Maximum Power Transmission Efficiency with Constraints,CMMPTE),通過約束接收天線雙端口的極化條件來對極化旋向進行控制,使陣列天線滿足圓極化可重構和寬掃描角度的同時擁有極低的交叉極化水平和軸比。

1 可重構微帶陣列天線設計

1.1 帶約束的功率傳輸最大化理論

最大功率傳輸效率法(Method of Maximum Power Transmission Efficiency,MMPTE)源于無線能量傳輸系統最優設計[14]。至今,該理論已成功用于多種陣列天線的設計[15-18],并且都體現了該方法的優越性。為了獲得陣列天線在指定方向上的最大增益以及實現波束的圓極化控制,在陣列天線波束指向的遠場處放置雙饋點天線作為測試接收天線。此時將極化方式作為約束條件,在此條件下將收發陣列間的傳輸效率作為優化目標。無線功率傳輸(Wireless Power Transmission,WPT)系統示意如圖1所示,待設計陣列天線作為發射天線和測試接收天線組成一個WPT系統。該系統由n端口的發射陣列天線和雙端口的接收天線組成,構成n+2端口網絡,用下標“t”表示發射陣列天線,下標“r”表示接收天線,該系統可用散射參數表征如下:

(1)

圖1 WPT系統示意Fig.1 Diagram of WPT system

發射天線和接收天線的歸一化入射波和反射波分別為:

(2)

該WPT系統的功率傳輸效率(Tarray)定義為測試接收天線接收到的功率與發射陣列天線的總輸入功率之比為:

(3)

由于測試接收天線為雙饋點天線,當約束接收天線雙端口為等幅且相位φ相差90°時,所設計的陣列天線若與接收天線極化匹配,則傳輸效率會增加;反之若極化失配,傳輸效率會降低。因此,發射陣列天線合成圓極化波時傳輸系統效率最大。為了對雙饋點接收天線的2個正交方向電場進行約束,引入約束條件:

Srtat=br=cejφ,

(4)

式中:c是一個二維的實數向量,φ為兩端口的相位。轉化為數學模型,則可以表述為線性約束二次優化問題[19]:

(5)

通過使用拉格朗日乘子法,式(5)的解可表示為[19]:

at=A-1SH(SA-1SH)-1c。

(6)

當WPT系統確定時,通過約束接收天線兩端口之間的幅值和相位差,便可算得陣列天線的最優激勵分布。應用CMMPTE設計陣列天線的基本步驟可歸納如下:

① 構建WPT系統:在發射天線的遠場區域放置雙端口接收天線作為測試接收天線,發射陣列與測試接收天線構成一個n+2端口網絡的功率傳輸系統。當陣列需要實現圓極化波束的寬角度掃描時,測試接收天線需要放置在遠場對應的空間位置處。通過HFSS等電磁仿真軟件建模得到收發陣列天線之間的散射參數矩陣。

② 確立激勵分布:選取合適的復常數矩陣c,例如c=[1,±i]時,表明2個正交方向上的電場幅度相等、相位相差90°。通過求解式(6)可以確定發射陣列的最優激勵分布。

1.2 天線單元的設計

選用同軸饋電的矩形微帶貼片作為天線單元,相鄰兩行兩列的線極化微帶貼片單元依次旋轉90°組成一個子陣。通過在貼片對角線上饋電的方式,使輻射貼片工作在2個頻率上,輻射貼片的長度和寬度分別對應一個頻率諧振。天線單元的長L1=3.59 mm,寬W1=2.14 mm,饋電點離天線中心的距離分別為L2=0.5 mm,W2=0.67 mm,同軸過孔的半徑r=0.2 mm。所用介質基板厚度h=0.762 mm,介質材料為Rogers RO4350(介電常數3.66,正切損耗0.004),天線的具體尺寸參數示意如圖2所示。天線單元圍繞6 mm的幾何中心半徑依次旋轉90°組成子陣。36單元陣列天線示意如圖3所示,含有9個子陣的36單元陣列,子陣之間的間距d=12 mm,整個陣列天線的邊長W0=37.18 mm。

圖2 2×2子陣列示意Fig.2 Diagram of a 2×2 subarray

圖3 36單元陣列天線示意Fig.3 Diagram of 36-element patch antenna array

陣列單元在19.7～20.2 GHz接收頻段的反射系數如圖4所示,陣列單元在29.5～30 GHz的反射系數如圖5所示。

圖4 19.7～20.2 GHz的反射系數Fig.4 Reflection coefficient in 19.7～20.2 GHz

圖5 29.5～30 GHz的反射系數Fig.5 Reflection coefficient in 29.5～30 GHz

2 實驗結果與分析

雙頻圓極化可重構天線的實物如圖6所示。暗室測試場景如圖7所示,天線與波束成形控制器相連。該控制器有36個端口,饋電電路由移相器和衰減器組成。通過波束成形控制器來調控天線36個單元所需的激勵,來滿足陣列天線在雙頻段實現圓極化可重構以及多個方向上偏轉時的最優激勵分布。

圖6 陣列天線實物Fig.6 Fabricated antenna array

圖7 暗室測試場景Fig.7 Experiments in microwave anechoic chamber

陣列天線結構具有旋轉對稱性,因此在φ=0°和φ=90°時具有相近的掃描性能,本文給出了φ=90°面上偏轉至不同角度下的方向圖。陣列天線在19.7～20.2 GHz頻段的結果如圖8所示。圓極化波束偏轉方向為0°時,陣列天線左旋增益為17.6 dBi,交叉極化水平小于-43 dB;右旋增益為18.5 dBi,交叉極化水平小于-45 dB。波束偏轉至30°時,陣列天線左旋增益為16.7 dBi,交叉極化水平小于-29 dB;右旋增益為17.7 dBi,交叉極化水平小于-23 dB。波束偏轉至60°時,陣列天線左旋增益為13.7 dBi,交叉極化水平小于-15 dB;右旋增益為15.3 dBi,交叉極化水平小于-19 dB。

(a)左旋偏轉0°

(b)左旋偏轉30°

(c)左旋偏轉60°

(d)右旋偏轉0°

(e)右旋偏轉30°

(f)右旋偏轉60°

陣列天線在29.5～30 GHz頻段的結果如圖9所示。圓極化波束偏轉方向為0°時,陣列天線左旋增益為20.2 dBi,交叉極化水平小于-33 dB;右旋增益為19.4 dBi,交叉極化水平小于-31 dB。波束偏轉至30°時,陣列天線左旋增益為16 dBi,交叉極化水平小于-32 dB;右旋增益為16.8 dBi,交叉極化水平小于-22 dB。波束偏轉至60°時,陣列天線左旋增益為11.8 dBi,交叉極化水平小于-16 dB;右旋增益為13.4 dBi,其交叉極化水平小于-14 dB。

(a)左旋偏轉0°

(b)左旋偏轉30°

(c)左旋偏轉60°

(d)右旋偏轉0°

(e)右旋偏轉30°

(f)右旋偏轉60°

陣列天線在3個頻段內左右旋圓極化波束偏轉至3個角度下的軸比如圖10和圖11所示。由圖10可以看出,當掃描角度為0°時,19.7～20.2 GHz頻段的左旋軸比為0.1 dB,右旋軸比為0.08 dB。掃描角度為30°時,左旋軸比為0.67 dB,右旋軸比為1.14 dB。掃描角度為60°時,左旋軸比為2.98 dB,右旋軸比為2.04 dB。由圖11可以看出,當掃描角度為0°時,29.5～30 GHz頻段的左旋軸比為0.44 dB,右旋軸比為0.45 dB。掃描角度為30°時,左旋軸比為0.39 dB,右旋軸比為1.32 dB。掃描角度為60°時,左旋軸比為2.82 dB,右旋軸比為0.89 dB。

(a)左旋波軸比

(b)右旋波軸比

(b)右旋波軸比

本文設計天線與已發表的Ka波段圓極化天線在圓極化性能參數的對比如表1所示。其中,文獻[11]中的天線為間隙波導結構,結構復雜且剖面較高,無法實現圓極化波束掃描功能,在偏轉0°時的交叉極化小于-20 dB。文獻[12]中的線圓極化柵的圓極化波束在20 GHz時的交叉極化電平僅小于 -11 dB,在30 GHz的交叉極化電平僅小于-7.5 dB,且未給出大角度偏轉的情況。文獻[13]中天線的圓極化性能受限于極化轉換器,并且只能通過更換不同構型的線極化發射陣列來實現圓極化波束的偏轉,29 GHz時左右旋圓極化波束的交叉極化小于 -14.5 dB。相較于其他文獻中的方案,本文的天線同時滿足了雙頻段、圓極化可重構以及波束掃描功能,在收發頻段擁有極低的交叉極化特性和軸比。

表1 本文天線與已發表天線之間的性能比較Tab.1 Performance comparisons between the proposed antenna and antennas in published literature

3 結論

通過CMMPTE設計了一款用于Ka波段衛星通信的雙頻段圓極化無源相控陣天線。該天線是一款收發共面的36單元陣列天線,工作在19.7～20.2 GHz和29.5～30 GHz雙頻段,平面微帶陣列天線的結構更加簡單并且剖面較低,整體尺寸僅為37.18 mm×37.18 mm×0.762 mm。左右旋圓極化波束偏轉0°時,在19.95 GHz的交叉極化電平均小于-43 dB,在29.75 GHz的交叉極化電平均小于 -31 dB,同時圓極化軸比均小于0.5 dB。在收發頻段波束偏轉0°、30°、60°時的左右旋軸比均小于3 dB。仿真和實測結果驗證了CMMPTE同時控制波束掃描以及圓極化特性的可能性。陣列天線在雙頻段實現了圓極化可重構以及波束掃描功能,并且擁有極低的交叉極化電平和軸比。該天線在收發頻段擁有高增益、良好的圓極化性能和波束掃描功能,在衛星通信領域有著良好的應用前景。