一種100 MHz～4 GHz寬帶抗干擾射頻接收機的設計

王鑫華，胡美玲，李企帆，魏 恒，李天昊，王旭東，廖春連，蘭寶巖，李 喧

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

隨著無線通信技術的發展,不同的通信體制工作在不同的載頻頻率和帶寬,因此接收機需要覆蓋更寬的頻帶,寬帶接收機也就應運而生。傳統窄帶接收機通常針對某一種通信應用設計,需要用片外濾波器抑制帶外非理想諧波。寬帶多載波、多信道的直接下變頻是接收機集成電路設計中常采用的經典結構[1-2]。因為軟件定義無線電技術的發展,寬帶接收機同時還需要具有抗干擾、低功耗等功能。在無線收發系統工作過程中,接收機天線會收到發射機的強干擾,使得接收機出現飽和,或者與其他頻率分量產生交調或者互調,最終會影響線性度和接收靈敏度等指標[3-4]。在100 MHz～4 GHz的頻段內,存在較多的其他干擾信號,接收機對帶外干擾相對衰減在40 dB以上,才能有效控制軟件無線電接收機的誤碼率。國外廠商已有超寬帶收發機的相關產品問世,2013年ADI公司推出了一款應用于SDR的CMOS射頻收發器芯片AD9361,其工作頻率覆蓋70 MHz～6 GHz,但在實際應用中需要在前端外置AFE模塊芯片,減小帶外干擾。2014年Lime Microsystems也推出了一款能夠工作在100 kHz～3.8 GHz的現場可編程CMOS射頻收發器芯片LMS7002M。這2款芯片自身不具備抑制干擾信號能力,應用于無線通信系統時除芯片外還需要聲表濾波器。學術界對于超寬帶接收機的研究也在進行中,2014年清華大學池保勇教授發表了其團隊完成的0.1～5 GHz的SDR接收機, 芯片分為低頻通道(0.1～1.5 GHz)具備抑制諧波干擾的功能,高頻通道(1～5 GHz)具備抑制帶外干擾信號的功能。Razavi等[5]設計了一種應用于LTE和WiFi系統的寬帶接收機,射頻前端電路采用自偏置的反相器結構,利用新型諧波抑制混頻器降低阻塞。工作頻率為0.4～6 GHz,信道帶寬可達200 kHz～160 MHz,噪聲系數為2.1～4.42 dB。

本文為滿足導航、通信、相控陣雷達以及電子對抗等領域的需求,設計了一種寬帶、抗干擾的射頻接收機芯片,輸入頻率為100 MHz～4 GHz,在直接下變頻接收機的基礎上,增加了直流失調校準電路、移相電路等結構,優化了芯片的噪聲和抗干擾性能;利用電磁仿真工具設計了巴倫(Balun)、電感等無源器件,擴展了電路的帶寬,能夠有效抑制頻帶內的干擾信號,在強干擾信號下整個接收機通道不阻塞,能檢測出極小的有用信號,同時保證與沒有干擾狀態相比性能不惡化,提高了系統的通用性和小型化。

1 寬帶抗干擾射頻接收機的整體結構

直接下變頻接收機常用的結構如圖1所示,輸入信號經低噪聲放大器(LNA)處理后,進入IQ兩路的跨導級(Gm)電路,再經無源混頻器(MIXER)混頻,最后通過跨阻放大器(TIA)輸出。采用這種形式的電路,可抑制噪聲、提高線性度,但存在信號帶寬窄、直流失調和本振串擾等問題。

圖1 常用直接下變頻接收機的結構Fig.1 Common structure of direct down conversion receiver

寬帶抗干擾射頻接收機屬于大規模模擬集成電路,包含了射頻前端電路、中頻處理電路以及本振電路等多種類型的電路,具有集成度高的特點。本文輸入頻率為100 MHz～4 GHz,需寬帶匹配。在輸入端去掉限制帶寬范圍的低噪聲放大器之后,加入定制的無源器件Balun。單端射頻信號VRF通過Balun轉換成差分形式,再經跨導放大器轉換成電流,通過射頻開關級和跨阻增益放大器,輸出至模擬中頻處理。本振通路中本振信號VLO經Balun轉換至差分形式,再經無源移相和放大后,作為混頻的本振輸入。直接下變頻結構中由于工藝和本振泄露等問題會造成直流失調,因此增加了電流注入式的直流失調校準電路。針對偶次諧波交調對接收機線性度的影響,采用調節開關管柵極電壓的方式進行校準。

低中頻接收電路射頻前端部分如圖2所示。

圖2 低中頻接收電路射頻前端部分Fig.2 RF front-end of low-IF receiver

1.1 無源器件的設計和仿真

Balun可將單端的射頻輸入信號轉換成差分形式。相對于外部分立元件的Balun,集成于芯片內部的Balun可以消除外部互連線帶來的影響。

本文用頂層金屬設計了一種寬6 μm,初級線圈和次級線圈均為7匝的Balun,物理布局如圖3所示。

圖3 Balun的物理布局Fig.3 Balun layout

采用AC仿真驗證Balun性能,圖4顯示Balun差分輸出之間的幅度和相位誤差。當射頻輸入頻率為1.1 GHz時,差分輸出的幅度不平衡達到最小值-4.9 dB。相位誤差在400 MHz～2.2 GHz時小于1°。

圖4 Balun相位和幅度誤差仿真Fig.4 Simulation of Balun amplitude and phase error

1.2 無源混頻器

有源混頻器雖然具有功耗低、隔離性能好等特點,但無源混頻器更適用于直接下變頻接收機,它具有1/f噪聲小、開關對管不消耗直流電流等優點[6-8],因此無源混頻器在噪聲和線性度上比有源結構更有優勢。如圖5所示,無源結構的混頻器主要包括輸入跨導級、無源混頻開關管和跨阻放大器三部分?？鐚Ъ壊捎貌罘止苍捶糯笃鞯男问?輸出端采用共模反饋環路,提高穩定性?？鐚Ъ壓烷_關管之間有電容濾除直流信號。開關對管通過本振信號控制柵極的關斷和導通,實現混頻。由于開關管非線性和跨導級輸出寄生電容CPAR的原因,開關存在一個等效的阻抗(ZMIX):

(1)

圖5 電流驅動的無源混頻器結構Fig.5 Current-driven passive mixer

在量化分析無源混頻器的傳輸函數時,暫時不計入該阻抗的影響。無源混頻器最后一級是跨阻放大器,也是基帶信號鏈的第一級,在開關對得的出端呈低阻節點。它由一個兩級放大器和電阻電容反饋網絡組成。RC網絡的極點可以通過改變電容值實現。

采用電流驅動的無源混頻器,設計過程中需要分析信號流形式隨著電壓-電流-電壓變換過程中的阻抗形式變化。

跨導級將射頻電壓轉換成電流形式:

iRF(t)=gmvRF(t) 。

(2)

射頻信號的電流iRF通過開關對之后變為基帶電流iBB:

(3)

假設基帶的負載是線性時不變系統,且其差分阻抗為ZBB(s) ,則通過負載的基帶電壓可以表述成:

(4)

式中:*為卷積符號,zBB(t)為基帶阻抗的時域形式。

經過Laplace變換后混頻器的電壓轉換增益GainC為[9]:

(5)

選取跨導級的增益Gm=59.4 mS,跨阻放大器等效阻抗R=500 Ω,中頻在0～100 MHz變化時,轉換增益仿真曲線如圖6所示。

圖6 轉換增益仿真曲線Fig.6 Simulated conversion gain curve

接收機混頻器的增益、線性度和噪聲之間存在互相制約的關系。當混頻器增益增加時,會抑制噪聲,同時會惡化電路的線性度,如圖7所示。圖7(a)顯示噪聲會隨著增益的增加而下降,而圖7(b)則說明增益增加時,輸入-1 dB壓縮點會左移,線性輸入范圍不斷縮小?；祛l器是接收機中變頻器件,也是引入非線性誤差最大的部分。綜合考慮各種因素的影響,選擇輸入-1 dB壓縮點大于-10 dB。

(a)噪聲仿真

(b) 增益仿真

1.3 直流失調消除電路的設計

零中頻(zero-Intermediate Frequency,zero-IF)接收機具有結構簡單、功耗低,且易于基帶處理電路集成的特點,但與低中頻相比,由于直接變頻到基帶頻率,直流失調的問題尤為嚴重[10-11]。在接收鏈路中,直流失調電壓會直接影響接收機靈敏度。當射頻信號的強度接近接收機靈敏度時,接收機內LNA、混頻器和濾波器等模塊都需要提高增益,維持中頻輸出的幅度。由于直流失調電壓的存在,接收機在放大有用信號的同時,抬高了各個模塊偏置電路的直流電壓,壓縮了通道的動態范圍,損失了部分增益,ADC輸入信號幅度減小,影響系統的信噪比(Signal to Noise Ratio,SNR),嚴重時會導致無法正確解調波形[12-16]。

本接收機電路中,可能存在很多引入直流失調的地方,如圖8所示。其中,VOS1和VOS2為Gm級輸出存在的失調電壓,VOS3和VOS4為開關級輸出存在的失調電壓,VOS5和VOS6為TIA級引起的失調,VOS7和VOS8為輸出放大級的失調。Gm級和開關級之間存在隔直電容,前一級的直流失調不會傳入第二級。由于OTA增益大于40 dB,輸入和輸出之間存在反饋電路,所以TIA前級和后級直流失調基本一致。輸出放大器增益較小,VOS7和VOS8也會相對較小。

圖8 直流失調電壓的主要來源Fig.8 Main sources of DC offset

直流失調產生的主要原因有工藝偏差和開關對管產生的自混頻等原因。常用的消除直流失調的方法有加入交流耦合電容、采用反饋環路等方法[17-18]。

VOS3和VOS4引起的失調最為明顯,也是主要的消除對象。VOS3和VOS4位于跨阻運算放大器的輸入端,采用插入補償電流的方式,使得流入跨阻運算放大器2個反饋電阻的電流相等,進而達到消除VOS3和VOS4直流失調的作用。

為了方便在電路板、通信設備中消除接收機的直流失調電壓,采用電流穩壓器控制補償電流大小的消除電路形式。因為在電流穩壓器結構,可實現外部控制電壓(Vb)在一定范圍內對輸出電流連續線性可調,如圖9所示。

圖9 直流失調消除電路原理示意Fig.9 Schematic of DC offset cancellation circuit

在電流穩壓器中,外部的參考電壓被一個運放(AMP)和一個電阻(R1)轉換成電流。將兩路轉換電流分別插入跨阻運算放大器的2個電阻上,實現插入補償的作用。當TIA輸出的電壓兩端偏置相等時,停止插入補償電流。

外部模擬控制電壓Vb在0.7～2.0 V變化時,可將輸出信號正負端(VOUT-,VOUT+)的偏置點調至相等,從而實現直流失調的校準,如圖10所示。

圖10 輸出直流失調隨控制電壓的變化結果Fig.10 Simulated DCOC output voltage varied with control voltage

1.4 無源移相的RC多相濾波器(PPF)

本振信號的IQ不平衡度會影響zero-IF接收機的性能,采用RC PPF可將本振信號正交化。RF CMOS PPF相比于其他產生正交化信號的方法具有結構簡單、帶寬性能好、受工藝制程變化影響小的優勢[19]。因為PPF中的電阻熱噪聲可能會惡化整個無源混頻器的噪聲,所以需要考慮前一級的阻抗。設計中采用二階RC-CR的網絡,多相濾波器結構如圖11所示。差分的本振輸入信號(VLOP、VLOM)通過兩階的RC網絡延時后,相位實現90°(VLOQP)和270°(VLOQM)的正交化。多相濾波器的幅度誤差和相位誤差仿真如圖12所示。

圖11 多相濾波器結構Fig.11 Schematic diagram of PPF

圖12 PPF相位差和幅度誤差Fig.12 Simulated phase and amplitude error of PPF

2 接收機整體仿真

寬帶抗干擾混頻器的主要設計難點是射頻輸入頻率范圍寬,且要滿足抗干擾要求。在滿足線性度、噪聲等基礎上,最大限度地滿足寬帶的要求。無源混頻的轉換增益仿真結果如圖13所示,仿真設置高射頻低本振的形式,仿真射頻頻率在100 MHz～4 GHz變化時的曲線族。當中頻信號在10～100 MHz變化時,得到轉換增益的曲線。當射頻信號為1.11 GHz、本振為1.1 GHz時,轉換增益最高為16.3 dB。

圖13 接收機轉換增益仿真結果Fig.13 Simulated conversion gain of receiver

3 實現和結果分析

寬帶抗干擾的zero-IF接收機兼容多種通信體制,但對帶寬要求高,同時還要滿足抗干擾要求。仿真zero-IF接收機時,模擬芯片應用的實際狀態,搭設外圍電路。綜合考慮功耗、線性度、帶寬和噪聲等性能,確定電路結構。

在設計接收機的物理布局時,針對射頻輸入匹配、中頻輸出匹配和本振IQ失配等問題,運用對稱、屏蔽和走線等長等方法,保證指標的實現。實物如圖14所示。

圖14 實物照片Fig.14 Photo of receiver chip

測試過程中針對100 MHz、2.4 GHz和4 GHz等典型頻點的應用,記錄其輸入損耗、增益和噪聲等指標。當射頻輸入為2.4 GHz時,S11<-10,如圖15所示,證明射頻輸入匹配到50 Ω良好,輸入端回波損耗低。

圖15 S11測試結果Fig.15 Test result of S11

測試接收芯片輸出波形上,當中頻頻率在1～10 MHz變化時,輸出信號的峰峰值為474～529 mV,換算成電壓增益如圖16所示。

圖16 接收機增益測試Fig.16 Test result of receiver gain

表1列舉了近些年國內外報道的寬帶接收機的主要性能對比?？梢钥闯?本文設計流片的寬帶接收機工作的頻帶較寬,且直流失調可消除至5 mV。

表1 寬帶抗干擾接收機性能對比Tab.1 Performance comparison of broadband andanti-interference receiver

4 結束語

本文設計了一種寬帶、抗干擾的射頻接收機芯片,接收芯片采用zero-IF的架構,輸入頻率為100 MHz～4 GHz,最高增益可達33.4 dB。針對zero-IF架構容易產生的直流失調效應,采用穩壓器和電流鏡的結構,設計了連續可調的直流失調消除模塊,可將直流失調降至5 mV,從而提高了接收機的抗干擾性能,可廣泛應用于導航、通信等終端中。