對干涉儀干擾機理的研究*

王磊 ，王洪迅 ，林鑫淼 ，王洪雷 ，陳侃 ，孟濤

（1.空軍工程大學 航空工程學院，陜西 西安 710038；2.中國人民解放軍93149 部隊，甘肅 酒泉 735000；3.中國電子科技集團公司第二十九研究所，四川 成都 611730）

0 引言

在現代戰爭的復雜電磁場環境下，電子偵察已成為必然要求，其目的是奪取戰場的電磁優勢和信息優勢，追求制電磁權和制信息權，從而引導戰斗取得勝利［1-2］。在電子偵察中，測向是極為重要的偵察資源，可以獲取射頻目標的來波方向（angle of arrival，AOA）。傳統測向大多采用干涉儀測向、比幅測向與和差波束測向［3］，其中測角精度高、處理速度快的多基線相位干涉儀（multi-base-line interferometer，MBI）測向［4］是現今各類無源測向系統的首選。相應地，為了降低敵方電子偵察系統效能，對MBI 接收機的干擾就具有十分重要的軍事價值。

傳統的MBI 接收機有一個局限是只能正確響應一個信號，若有2 個信號或多個信號同時出現，就很難準確測量AOA［5-6］。因此，本文針對MBI 接收機這一特點，從原理上研究對干涉儀的干擾機理，分析多信號交疊情況對傳統干涉儀的影響，并通過仿真模擬進行效果評估。

1 干涉儀測向原理

1.1 單基線相位干涉儀測向原理

單基線干涉儀的測向原理［1，3］如圖1 所示。2 個天線之間的距離，即基線長度為l，波長為λ的信號入射角為θ。單基線干涉儀測向是通過求得2 路信號的相位差φ，進而得到入射角θ的值。

圖1 單基線干涉儀示意圖Fig.1 Single baseline interferometer

當偵察目標到天線口面的距離遠大于基線長度時，可將入射波等效為平行波，則得到2 個天線的信號波程差，因此，到2 個天線的信號相位差為

所以，若已知基線長度為l，只要測得相位差φ和信號波長λ即可得到入射角θ，即

1.2 干涉儀鑒相原理

干涉儀多采取模擬鑒相法測向［7］，其核心器件為由功分器、耦合器以及檢波器等元器件組成的微波鑒相器，如圖2 所示。

圖2 模擬法相位提取原理示意圖Fig.2 Phase extraction principle by simulation

干涉儀的兩個天線饋入信號分別為

式中：A0為信號幅度；φ為兩通道間的相位差；f為信號頻率。經過功分器、耦合器便可得到式（4）［7］。

檢波器的輸入功率與輸出電壓滿足V=ηP，所以經過檢波器后電壓為

將上述公式轉換并消去常量可得

所以相位差為

假設λ為目標信號波長，l為基線長度，對應測量出的目標信號角度θ為

根據上述公式，便可從理論上通過模擬法提取相位差求得目標角度。

1.3 多基線數字相位干涉儀系統

工程中實際采用的干涉儀，全稱為“多基線相位干涉儀”，這種MBI 測向接收機的特點為：

（1）多基線并聯結構；

（2）相位量化編碼，輸出數字方位結果；

（3）同時信號到達指示，滿足實用需求。

1.3.1 多基線并聯

一維MBI 測向接收機測向相較于單基線干涉儀測向，擁有更高的精度和解模糊能力。其原理為同一直線上有多個天線接收信號，通過測量兩兩天線之間的相位差來確定方向，原理圖如圖3 所示（以一維三基線相位干涉儀為例）。

圖3 一維三基線干涉儀示意圖Fig.3 One-dimensional three-baseline interferometer

由于信號到達各天線間存在波程差，因而形成的相位差分別為

式中：λ為信號波長；l為天線之間距離。

根據式（9），對于一定的基線長度l，只要得到任意一個相位差φ，就能計算出信號的到達方向角。其實際電路結構如圖4 所示。為了使得各通道上信號相移滿足一定的關系，各天線與基準天線之間的距離也需要滿足一定的關系，這樣相鄰基線對應的測向通道可以對測量數據進行矯正。

圖4 多基線并聯結構Fig.4 Parallel structure of multiple baselines

采用這種多基線并聯結構之后，MBI 接收機中的短基線保證相位干涉儀測向范圍，長基線保證相位干涉儀測向精度［8］。典型相位干涉儀測向系統覆蓋范圍約為±60°，測向精度可達0.01°。

1.3.2 相位量化編碼

傳統解模糊的方法有余數定理法、虛擬基線法、長短基線法等，其基本思想是找出多基線相位干涉儀陣列中陣元基線長度的線性組合，使其滿足小于輻射信號半波長的條件，以此來進行解模糊［8］，結合數理統計進行計算，將會得到較高的精確度［9］。本文MBI 接收機采用相位量化編碼解模糊。

以短基線為例，采用3 bit 相位編碼對鑒相模塊通道的輸出值進行編碼［10］，如圖5 所示。假設其不模糊覆蓋方向區間為±90°，3 bit 量化將該不模糊區間均分為8 個區間，依次編碼000，001，010，011，100，101，110，111。

圖5 各通道相位編碼Fig.5 Phase coding of each channel

若相鄰基線長度之比為2，最短1 倍基線對應的不模糊區域為±90°，可知2 倍基線對應的不模糊區域±45°，4 倍基線的不模糊區域±22.5°，后續以此類推；且各通道不模糊區域之外的區域模糊，如圖6，7仿真例所示。其中每個通道都是3 bit 編碼量化且均分為8 個區間；1，2，4，8，16 倍基線對應測向通道的量化區間分別為22.5°，11.25°，5.625°，2.812 5°，1.437 5°，量化如圖8 所示。

圖6 4 個通道輸出UI曲線Fig.6 UI curves output by four channels

圖7 4 個通道輸出UQ曲線Fig.7 UQ curves output by four channels

圖8 相位量化編碼示意圖Fig.8 Phase quantization coding

當某一外來射頻信號存在的情況下，4 個通道共輸出4 組3 位相位編碼二進制數。將其按序排列并前后校正，即可得到干涉儀測得方位二進制碼值。本文干涉儀測向的方位編碼是通過遍歷法［6］所得理論值。根據編碼和解碼規則，可見本文的干涉儀測向，其測向覆蓋范圍由短基線決定，覆蓋區域±90°；測向精度由長基線所決定，由前述分析可知精度約為1°。若量化編碼更加細化，或并聯更多測向通道，可進一步提高測向精度。

1.3.3 同時到達信號的檢測與指示

MBI 接收機測向對多信號處理能力較弱，所以往往設置同時到達信號檢測與指示電路，其邏輯如圖9 所示。

圖9 同時到達信號檢測電路邏輯Fig.9 Circuit logic of simultaneous arrive signal detection

圖9 中，若某一時刻電路的輸入僅存在1 個信號，則該信號經延遲相乘，因同頻同相，則再經濾波和檢波就無信號指示；若該時刻存在不少于1 個信號，通常這些信號異頻異相，經延遲相乘和濾波，就會有交調信號存在，最后經檢波和門限，輸出同時到達信號標志，指示測向值錯誤不可用。

本文僅描述其行為邏輯，并假設若存在同時到達信號，則電路輸出為1；若沒有同時到達信號，則電路輸出為0，如式（10）所示。

根據式（10），只有單一信號作用于干涉儀的情況下，干涉儀測向輸出的角度編碼才是無錯誤的測向值，這種情況下其輸出指示為0。

2 對MBI 接收機的干擾機理

MBI 接收機是現代電子偵察的關鍵部件，對其實施干擾，可以大大降低電子偵察的測向效能。本小節對MBI 接收機的干擾機理進行研究。

2.1 干擾策略

傳統MBI 接收機可以高精度響應一個信號的方位，但若存在2 個或更多個信號同時作用，MBI 接收機就很難準確測量。因此對MBI 接收機測向干擾的策略就是：對MBI 接收機構建同時到達多個信號的環境，達到對其干擾的目的。當多個射頻信號同時作用于MBI 接收機，期望效果如下：

（1）同時檢測信號電路將會發出“信號同時到達”指示，意味著對應時刻MBI 接收機輸出的AOA測向數值不準確。

（2）多個信號作用于相位干涉儀測向的微波鑒相器，使其輸出錯誤的UI，UQ信號，進而影響其相位編碼電路，輸出錯誤的測向結果。

雖然上述定性分析符合邏輯，但是干擾效能如何還需要定量分析。后續從理論分析和仿真2 個方面去論證對MBI 接收機的干擾機理。

2.2 MBI 接收機鑒相器的響應特性

在現有研究中，對干涉儀測向多信號同時到達信號的處理多為定性分析，王洪迅等［11］研究了鑒相器中雙脈沖信號的定量處理，王士巖等［12］研究了鑒相器中對線性調頻信號的定量處理，未見更多信號的作用分析。本文將其對雙信號的處理方法應用于干涉儀，進行定量分析及公式推導。

2.2.1 同時到達2 個信號的情景

將微波鑒相器中處理雙信號的定量分析應用于干涉儀測向，過程如下：

當兩通道饋入2 個信號時，如式（11）所示。

式中：Ai為信號的幅度；φi為兩通道間的相位差；fi為信號頻率。

經過檢波器后，UI_angle，UQ_angle輸出為

2.2.2 同時到達3 個信號和n個信號的情景

以同時到達2 個信號的情景為基礎，同2.2.1，當兩通道饋入3 個信號時，如式（13）所示。

式中：Ai為信號的幅度；φi+1為第i+1 通道和第i+2 通道之間的相位差。

經過檢波器后，UI_angle，UQ_angle輸出為

那么同理可類比推理可以得知，存在n個信號時，UI_angle，UQ_angle輸出為

2.3 多個信號與單一信號的作用效果對比

單一信號作用于MBI 測向接收機，其UI，UQ輸出如式（6）所示，進而根據式（8）可以獲得準確的信號角度測量值。然而根據前述MBI 接收機測向原理，多個信號同時作用于干涉儀測向系統，其UI（t），UQ（t）輸出如式（15）所示。但是MBI 接收機對到達信號的計算規則不變，這種情況下微波鑒相器UI，UQ的比值為

多個信號作用下的式（15），與單個信號作用下的式（6）相比，同相、正交信號的表達式已經有了明顯的差異。2 種情況下MBI 接收機測向都要依據式（8）獲得信號的到達角DOA 值；但是多信號的情況下式（8）依據式（16）進行修正，得到另一個DOA 值。然而，這2 個角度值是明顯不同的，這樣就達到了干擾的效果。

2.4 同時到達信號指示電路的響應特性

若某一時刻環境中僅存在某一單一信號，或無信號，干涉儀的同時到達信號指示電路，輸出無信號同時到達標志“0”，指示被測信號測向值正確。

若某一時刻環境中存在多個射頻信號，無論是2 個還是更多，干涉儀的同時到達信號指示電路都將輸出多個信號同時到達標志“1”，指示被測信號測向值錯誤。

3 仿真校驗與評估

為了評估對相位干涉儀測向的干擾效果，依據上述理論分析和干擾策略創建仿真環境［13-14］，對相位干涉儀測向進行干擾評估。

3.1 仿真環境假設

3.1.1 MBI 接收機測向系統

根據式（15）（8），在多同時到達信號情景下對干涉儀測向進行建模。

設干涉儀中最短基線長為0.025 m，其余依次為0.05，0.1，0.2，0.4 m，測向覆蓋范圍為±90°。

設干涉儀測向系統采樣時間間隔為0.1 μs，總時長為50 μs。

由于式（6）是式（15）的特殊情況，因此上述也適用于對單一信號情景下的干涉儀測向建模。

3.1.2 信號條件

假設存在一個已知的雷達信號，其各項參數如表1 中的雷達信號所示。假設存在4 個已知的干擾信號，其各項參數如表1 所示。

表1 雷達與干擾信號相關參數Table 1 Related parameters of radar and jamming signals

為了貼合實際作戰場景，對于干涉儀測向而言，仿真中還進行如下假設：

（1）4 個干擾信號脈寬不完全相同。但保證無論雷達信號是否存在，任意時刻至少存在2 個以上干擾信號。

（2）由于對于被保護的雷達信號而言，無法做到與其完全意義上的同步，因此假設其相對于干擾信號1 出現時間隨機。

（3）以干涉儀為參考，雷達的DOA 值為-25°，所有干擾信號的DOA 值為30°，在干涉儀的覆蓋范圍之內。

3.1.3 信號的仿真特性

在表1 題設條件下（參數可根據實際需要進行修改調整），仿真生成的各脈沖信號如圖10 所示，各脈沖信號幅度如圖11 所示，滿足題設條件。

圖10 脈沖信號圖Fig.10 Pulse signals

圖11 雷達和4 個干擾信號幅度圖Fig.11 Amplitudes of radar and four jamming signals

3.2 同時到達信號的響應特性

單獨雷達信號作用于MBI 接收機，其同時到達信號指示的響應如圖12 所示?？梢钥闯鲞@種情景下，同時信號檢測指示輸出值為0，表明此時間段不存在同時到達信號或沒有信號到達，干涉儀測向正常。

圖12 單獨雷達的情景下同時到達信號指示Fig.12 Simultaneous arrival signals indication in scenario of single radar

多個干擾信號作用于MBI 接收機，其同時到達信號指示的響應如圖13 所示?？梢钥闯鐾瑫r信號檢測指示輸出為1，表明此時間段均存在同時到達信號，因此測向數值存在錯誤。

圖13 多干擾信號的情景下同時到達信號指示Fig.13 Simultaneous arrival signals indication in scenario of multi-jamming signals

3.3 微波鑒相器的響應特性

3.3.1 單獨雷達的情景

單獨雷達信號存在的情況下，雷達信號經過干涉儀測向系統后UI（t），UQ（t）輸出如圖14 所示。

圖14 雷達信號各通道UI（t），UQ（t）輸出值Fig.14 UI（t）and UQ（t）outputs in channels of radar signals

圖14 是單一信號的情景下信號經過微波鑒相器后輸出的UI（t），UQ（t）值，可見單一信號環境下（只存在雷達信號），干涉儀測向輸出的UI（t），UQ（t）值較為穩定。

3.3.2 多干擾信號的情景

5 個交疊信號經過微波鑒相器后，UI（t），UQ（t）輸出如圖15 所示。

圖15 5 個交疊信號各通道UI（t），UQ（t）輸出值Fig.15 UI（t）and UQ（t）outputs in channels of five overlapping signals

由圖14，15 可見，雷達信號UI（t），UQ（t）值與5個信號交疊時的UI（t），UQ（t）曲線明顯不同，已經有了明顯的干擾效果。

3.4 相位編碼的響應特性

3.4.1 單獨雷達的情景

只存在雷達信號的條件下，干涉儀測向I，Q 通道輸出如圖16 所示。此處需要說明的是，其中的AOA 值為-26°，而實際雷達信號AOA 為-25°，這是題設條件下相位量化間隔（1.437 5°，見圖8）的影響，導致的測向誤差。如若需要減小誤差，則需細化相位量化間隔，間隔越小測量結果越精確。

圖16 雷達信號的方位值Fig.16 Direction value of radar signals

3.4.2 多干擾信號的情景

加入干擾信號后，干涉儀測向I，Q 通道輸出如圖15 所示，這種情況下無法準確測得雷達信號的AOA。不僅如此，也根本無法獲取雷達信號的到達時間，用于鎖存測向數值。

然而，即便按最惡劣的情況估計，假設干涉儀仍然可以獲得雷達信號的到達時間，這種條件下各通道相位編碼輸出特性將如圖17 所示。

圖17 加入干擾后的角度值Fig.17 Angle value after adding jamming

由圖16，17 可見，對單一雷達信號測得的AOA值與對多干擾信號測得的AOA 值明顯不同，且差異明顯，說明有明顯的干擾效果。

3.4.3 誤差分析

將圖16，17 進行對比，得到單獨存在雷達信號時的雷達AOA 值與加入干擾后測得AOA 值的差值，如圖18 所示。

圖18 雷達信號角度與加入干擾后角度的差值Fig.18 Angle difference between radar signal and radar signal with jammings

綜上，可見此干擾策略在目標方位測量上可以對偵察機產生有效干擾，使其無法獲得正確數值，說明可對偵察接收機造成有效的干擾。

3.5 仿真結論

上述仿真過程驗證了多信號交疊對MBI 測向接收機的干擾機理，并可得到下述結論：

（1）圖16 是對雷達信號單獨進行方位測量的仿真結果，驗證了MBI 測向接收機處理單一信號的測量機理。

（2）由圖14，15 可見，單一雷達信號情景與干擾后信號通道輸出的UI（t），UQ（t）值明顯不同，且干擾后輸出的UI（t），UQ（t）值無明顯規律，根據相位干涉儀的測向機理計算，難以得到正確角度。

（3）由圖16～18 可見，干擾后信號方位與雷達信號方位測量有明顯差異，干擾后信號方位跳變嚴重，無法測取準確值，這說明產生了有效干擾。

4 結束語

本文在相位干涉儀工作原理的基礎上提出了多信號交疊對MBI 接收機測向的干擾策略，并進行了理論分析與仿真校驗。由仿真結果可知，通過構建多信號環境，對敵MBI 測向接收機實施干擾，將使得敵無法獲得有用信號（雷達信號）的方位信息；并可擾亂其MBI 測向接收機的正常工作。本文的研究為針對電子偵察中的MBI 測向接收機干擾提供了理論支撐，工程中也便于實現，有較好的實際應用價值。