面向6G的高速太赫茲無線通信系統與關鍵技術驗證

董博宇,馮葉青,李國強,賈俊連,張俊文*,付杰尉,遲 楠,朱伏生

(1.復旦大學 電磁波信息科學教育部重點實驗室,上海 200433;2.廣東省新一代通信與網絡創新研究院,廣東 廣州 510663)

0 引言

下一代移動通信的宏大發展愿景,離不開通信載體特別是物理層的深刻變革。針對6G超寬帶、超低延時和極致覆蓋的需求,新頻譜資源特別是太赫茲(0.1～1.0 THz),成為了最受關注的6G核心技術之一,引起了全球業界和學術研究機構的高度關注。

太赫茲波段介于光和微波之間,擁有超大帶寬的頻譜資源,非常適用于6G中超高速無線通信應用場景[1-2]?，F有商用移動通信中微波和低頻的毫米波頻段支持的峰值速率極限僅停留在10 Gbit/s左右,無法滿足未來的Tbit/s量級的高速連接、全域覆蓋等網絡能力需求。而與自由空間光(Free Space Optical,FSO)通信相比,太赫茲通信在抗大氣湍流干擾和波束對準方面更具技術優勢[3]。此外,在深空通信中,太赫茲波可以在外太空幾乎無損地傳播,并可以極低的功率實現超長距離傳輸。太赫茲波段以豐富的頻譜資源和獨有特性,獲得了國際電信聯盟(International Telecommunication Union,ITU)的大力支持,成為極具潛力的6G關鍵候選頻譜技術。

在本研究中,成功搭建了中心頻率為195 GHz的固態電子太赫茲無線通信鏈路。為了提高鏈路的頻譜效率,本文中采用了比特-功率加載的離散多音(Bit and Power Loading-Discrete Multitone,BPL-DM)調制技術。此外,本研究中采用自適應削波技術和基于三階多項式的后均衡技術以減輕峰值功率約束對系統性能的影響。在此基礎上,在4.5×10-2的誤碼率(Bit Error Rate,BER)門限下,本研究成功地實現了單通道最大130 Gbit/s的傳輸速率。為進一步提升系統容量,本研究中采用多輸入多輸出(Multiple-Input Multiple-Output,MIMO)技術,搭建了4×4的太赫茲無線通信系統,最終實現了399 Gbit/s線路傳輸速率。

1 太赫茲無線通信技術發展現狀簡述

在6G中,太赫茲無線通信的典型應用場景如圖1所示,包括高速無線移動通信網絡、高速無線數據中心、無線安全接入和固定無線接入等。太赫茲波段豐富的頻譜資源為更加高速的無線通信提供了更多的可能性。

在太赫茲通信系統發射端,需要將基帶數據信號上變頻至太赫茲波段,經過信道傳輸后,在接收端下變頻至基帶信號。根據上/下變頻實現方式的不同,可將太赫茲通信系統分為基于固態電子、基于光子以及光電融合太赫茲通信系統三類?；诠虘B電子的太赫茲通信系統可以通過基于互補金屬氧化物半導體(Complementary Metal-Oxide Semiconductor,CMOS)的電路或單片微波集成電路(Monolithic Microwave Integrated Circuit,MMIC)來實現。在CMOS技術中,可以通過使用從較低頻帶開始的各種倍頻器來獲得太赫茲波段的高頻信號。如文獻[4]所述,2019年,該研究團隊采用了40 nm工藝制成的300 GHz CMOS發射機,實現了在265.68 GHz中心頻率下80 Gbit/s的數據速率,但演示傳輸的距離只有3 cm。MMIC技術將許多高速晶體管集成到一個緊湊的芯片上,從而實現具有更高輸出功率的高頻源。2014年,基于直接轉換MMIC的射頻前端被用于演示240 GHz下96 Gbit/s的無線數據傳輸[5]。為了全面概述基于電子的太赫茲通信領域的研究進展,圖2總結了一些最先進的演示[4-13]。

圖2 電子太赫茲通信實驗演示研究現狀(單通道)Fig.2 Current experimental demonstrations of electronic terahertz communication(single channel)

從目前研究發展現狀可知,固態電子太赫茲通信正朝著更高的頻率和數據速率發展,且基于固態電子的器件具有體積小、易于集成、功耗低的優點。此外,使用有效的放大器,發射機功率可以達到毫瓦級。然而固態電子的太赫茲通信系統仍然存在一些挑戰,包括器件帶寬限制、乘法器鏈產生的非線性諧波以及多級倍頻導致信號性能的顯著降低等問題。針對以上挑戰,需要采用先進的信號形式,并結合靈活的調制手段和高效的處理算法,使系統的性能逼近香農極限。此外,結合多維復用技術,可以進一步提升系統的容量。

2 結合自適應削波的BPL-DM簡述

2.1 BPL-DM

離散多音(Discrete Multitone,DM)調制技術作為一種多載波調制技術,擁有較高的頻譜效率,因此被廣泛應用于各種通信領域[14]。在理想情況下,可以在信道條件和指定性能指標(如目標的BER門限)允許的情況下,給每個子載波分配盡可能多的信息,以實現更高的傳輸速率。但是由于固態電子太赫茲無線通信系統中的器件存在帶寬受限嚴重的情況,導致系統傳遞函數不平坦。這也影響到DM信號中不同頻率的子載波在傳輸過程中性能差異明顯。通過信道估計的手段,結合合理的功率和比特信息分配規則,可以使DM信號在這種帶寬受限系統中的性能盡可能達到最佳,這就是BPL-DM技術的基本思路。

本文中采用的BPL-DM技術流程如圖3所示。BPL-DM調制可以分為兩個關鍵步驟：信噪比(Signal to Noise Ratio,SNR)估計和比特功率加載。在SNR估計過程中,訓練序列將被映射成標準的正交相移鍵控(Quadrature Phase Shift Keying,QPSK)星座點,此時需要給每個子載波分配相同的功率。根據文獻[15],第i個子載波的SNR可以根據訓練序列第i個子載波的誤差矢量幅度(Error Vector Magnitude,EVM)進行估計,具體關系由下式給出。

圖3 實驗系統設置和數字信號處理流程圖Fig.3 Experimental setup and DSP flow block of the electronic terahertz system

(1)

在接下來的步驟中,基于估計的SNR結果,給DM的每個子載波分配不同的調制階數和功率,以此實現針對實際傳輸信道的傳輸速率優化策略。本文采用文獻[16]中的BPL策略。首先,根據上一步驟中估計的Si,可以采用文獻[17]中提出的比特加載(Floor Bit-Loading,FBL)策略給第i個子載波分配初始的比特數,如果只有少量子載波被分配到較大的比特數,則這些子載波上的比特數應減去1 bit并將多余的功率進行重新分配。通過上述修剪過程,當前第i個子載波上的比特分配用ki進行表示。然后,采用Levin-Campello(LC)算法來計算當前余量(Current Margin,CM),CM表征了第i個子載波上估計SNR與其當前被分配的比特數在BER門限下所需的SNR(Sreq)的差值,具體的計算方法如下。

(2)

式中：N表示DM的子載波數。然后,將當前功率余量優先分配給最需要的子載波。最適合添加比特數的子載波的預測余量(Projected Margin,PM)應為最小。第i個子載波的PM是估計的SNR與當前分配的比特數加上預測增量比特B所需的SNR的差值,PM的絕對值可表示為：

(3)

按照此策略,可實現對每個子載波分配最優的比特數和功率,最終,所有子載波平均的比特數可表示為：

(4)

式中：k′i是第i個子載波上最終被分配的比特數,不同的比特數對應著不同的調制格式,當k′i≥4時,將采取標準的正交振幅調制(Quadrature Amplitude Modulation,QAM)格式。因此,系統理論上的通信速率可表示為：

(5)

式中：BW表示信號的帶寬。

2.2 自適應削波與非線性均衡技術

采用BPL-DM調制技術,可以在帶寬受限的情況下最大地提升頻譜利用率,進而提升系統的容量,但是多載波調制技術會引入信號峰均功率比(Peak-Average-Power Ratio,PAPR)高的問題,可能導致在峰值功率約束下信號的平均功率降低,進而對系統性能產生影響。簡單來說,為使信號不失真地在信道中傳輸,系統放大器件需工作在線性區,但由于信號的PAPR高,放大器的性能無法充分利用,進而造成接收端SNR不足。為解決此問題,在本文中采用了自適應削波技術減輕信號高PAPR帶來的影響[18]。具體的削波方式可以表述為：

(6)

式中：C表示削波電平(Clipping Level,CL),xuc(n)表示未削波的歸一化信號,削波比C2表示削波后信號的最大功率與未采取削波信號平均功率的比值。

盡管自適應削波技術可以減輕信號高PAPR帶來的影響,但是削波技術也會引入非線性失真。針對此問題,本文采用了一種基于三階多項式的后均衡技術來補償削波技術帶來的非線性損傷。多項式均衡器的輸出可以表示為：

(7)

式中：x(n)表示均衡器的輸入,M表示信號的記憶深度,yl(n)和ynl(n)分別表示線性和非線性均衡的輸出,wi和wkj分別表示線性和非線性均衡的權重系數。

3 太赫茲無線通信實驗設置和結果分析

3.1 結合自適應削波BPL-DM技術的太赫茲無線通信實驗設置

圖3展示了基于固態電子的太赫茲無線通信系統的實驗設置。在發射端,在采用第2.1節中描述的比特-功率加載策略之后,按照標準的DM調制[19]生成待傳輸的BPL-DM基帶信號。之后,采用自適應削波技術來降低信號的PAPR,這一過程中需要執行峰值歸一化操作,以確保信號在系統的峰值功率約束內,從而匹配任意波形發生器(Arbitrary Waveform Generator,AWG)的輸出配置。經過自適應削波后的基帶信號使用AWG完成數模轉換。在實驗中,采用16.25 GHz的本振(Local Oscillator,LO)源,經過12倍的CMOS倍頻器來產生195 GHz太赫茲載波。通過混頻器,基帶信號完成上變頻,加載到太赫茲載波上。之后,太赫茲信號通過喇叭天線發送,然后在一定距離的自由空間傳輸之后由另一個喇叭天線接收。接收到的信號通過混頻器下變頻到基帶,由3 dB帶寬為18 GHz的低噪聲放大器(Low-Noise Amplifier,LNA)放大,并由示波器進行采樣,完成模數轉換的信號將進行進一步的離線數字信號處理(Digital Signal Processing,DSP)。

在接收端的DSP部分,接收信號首先采用基于三階多項式的后均衡器來補償自適應削波以及其他器件造成的非線性損傷,之后根據標準DM解調過程將信號解調為標準QAM格式。為了進一步提升信號質量,采用了一抽頭的迫零(Zero-Forcing,ZF)均衡。此外,由于接收端數模/模數轉換的時鐘不同步,常常會出現采樣頻率偏移(Sampling Frequency Offset,SFO)的現象,這將導致信號幅度減小、相位旋轉和載波間干擾等問題,降低信號質量[20]。為了減輕SFO,整個DM信號序列的頭尾兩個DM符號將作為導頻來估計SFO。DM解調的QAM信號經過以上操作之后,可以完成QAM信號的解映射并進行誤碼率計算。在本文中,用于估計SNR和最終評價系統通信性能的BER門限為4.5×10-2,對應的前向糾錯(Forward Error Correction,FEC)編碼開銷為24%[21]。

3.2 單通道太赫茲無線通信實驗結果分析

基于以上實驗設置和DSP流程,進行了單通道的太赫茲無線通信實驗,在實驗中無線通信的距離為0.3 m。分析了削波電平對系統性能的影響,將信號的帶寬以及通信線路速率分別固定在22 GHz和130 Gbit/s,并通過測量不同削波電平下的BER,來確定發送信號的最佳削波電平,實驗結果如圖4所示。從實驗結果可以發現,最低BER對應的CL值為3.2。當降低CL值時,由于削波引入的非線性效應,將造成系統性能的下降,從而使BER升高;而增加CL值,將會使信號PAPR升高,從而使信號的平均功率下降,同樣會造成系統性能下降。圖4還給出了不同CL值下的歸一化時域波形對比圖,可以看出,當CL值為5時,信號的平均功率明顯低于采用最優CL值3.2的削波信號。

此外,為了驗證文中采用的三階多項式后均衡對系統性能的提升效果,在實驗中,分別對比了在接收端只采用ZF均衡以及采用了三階多項式后均衡結合ZF均衡的系統性能。從圖4的結果對比可以發現,與僅采用ZF均衡器相比,結合了非線性后均衡器的DSP方法可以使系統的性能得到明顯提升。此外,通過兩條曲線CL值對應的BER可以發現,CL值越小,采用非線性后均衡對系統性能提升得越明顯,這說明了三階多項式后均衡對削波引入的非線性有著更好的補償效果?；谝陨辖Y論,本研究的后續實驗都將采用最優CL值,并結合三階多項式后均衡來驗證系統其他性能。

在接下來的實驗中,還研究了基帶信號的峰峰值電壓(Voltage peak-to-peak ,Vpp)對系統性能的影響。在發射端,固定發射信號的帶寬為22 GHz,通過在AWG中改變Vpp,可以在接收端測量系統能夠實現的最高傳輸速率,測量的結果如圖5所示。從圖中可以發現,隨著Vpp的增加,接收信號的SNR也隨之增加,從而系統可實現的傳輸速率也在增加。但是由于發射端混頻器最高輸入功率的限制,最高的Vpp只能達到800 mV。

圖5 通信速率與Vpp的關系Fig.5 Data rate versus the Vpp

此外,還通過實驗驗證了信號帶寬與系統可實現傳輸速率的關系,實驗結果如圖6所示。從圖中可以發現,在22 GHz的信號帶寬下可以達到130 Gbit/s的數據線路速率,扣除FEC糾錯冗余后凈速率可達約104.84 Gbit/s。但是由于系統中器件帶寬的限制,當信號帶寬繼續增加時,信號的高頻分量顯著衰減,此時BER性能已經不能滿足誤碼門限,繼續增加信號帶寬將不會帶來速率上的提升。

圖6 通信速率與信號帶寬的關系Fig.6 Data rate versus the signal bandwidth

圖7顯示了130 Gbit/s數據速率下BPL-DM信號的比特分布和SNR。在實驗中,DM信號總子載波數為256,前6個子載波保持未使用狀態?；诠烙嫷腟NR在每個DM子載波自適應地執行比特分配?？梢钥闯?在低頻子載波上,可以支持128QAM～32QAM高階調制格式,而在頻率220 GHz左右的子載波由于衰減嚴重,只能支持二進制相移鍵控(Binary Phase Shift Keying,BPSK)等低階調制格式。此時,部分子載波對應的16QAM～128QAM的星座圖如圖8所示。

圖7 DM信號的比特分布和信噪比Fig.7 SNR and bit distribution of the DM signal

(d) 16QAM

3.3 MIMO太赫茲無線通信實驗

在單通道太赫茲無線通信實驗的基礎上,為進一步提升系統容量,還進行了4×4的MIMO太赫茲無線通信實驗,實驗中無線通信的距離為0.5 m。從測量結果可知,MIMO太赫茲無線通信可實現的最高線路傳輸速率為399.09 Gbit/s,在扣除FEC糾錯后凈速率可達約321.85 Gbit/s。實驗系統的實物圖如圖9所示,在實驗中四通道分別可達到的最高速率如表1所示。

表1 四通道MIMO太赫茲無線通信實驗線路傳輸速率測量結果

圖9 MIMO太赫茲無線通信實驗系統實物Fig.9 MIMO terahertz wireless communication system

4 結束語

在本研究中,搭建了基于固態電子的太赫茲無線通信實驗系統。為了提升頻譜利用率,使用BPL-DM調制技術來提高傳輸速率。為了克服多載波調制的高PAPR問題,利用自適應削波技術來降低發射信號的PAPR。此外,利用基于三階多項式的非線性均衡器來補償由削波引起的非線性損傷?；谝陨霞夹g,在195 GHz的中心頻率下完成了實驗演示。實驗在4.5×10-2的誤碼率閾值下,成功實現了單通道130 Gbit/s的線路傳輸速率,這是目前基于固態電子的太赫茲無線系統研究中單通道可實現的最高速率。為了進一步提升系統容量,搭建了4×4規模的MIMO太赫茲無線通信系統,成功實現了399.09 Gbit/s的總線路傳輸速率。以上研究為6G中太赫茲頻段通信的應用和場景拓展奠定了基礎,同時隨著關鍵器件成熟度的提高,本研究提供的信號處理方法和策略有望發揮出更多的作用。