太赫茲固態通信系統技術發展現狀與挑戰

李 堯,高 巖,張 淅,秦雪妮,周雨萌,3,趙 亮,鄭 重,費澤松,3,于偉華,4*

(1.北京理工大學 集成電路與電子學院,北京 100081;2.北京理工大學 信息與電子學院,北京 100081;3.北京理工大學 長三角研究院,浙江 嘉興 314099;4.北京理工大學 重慶微電子研究院,重慶 400031)

0 引言

自20世紀80年代以來,移動通信系統基本按照每10年迭代的速率進行演進。伴隨著高速率、大帶寬應用增量式涌現,當前緊張的頻譜資源顯然無法滿足海量設備的智聯化、可視化應用需求。毫米波與太赫茲頻段具有帶寬大、電磁輻射低、穿透性較好等特點,成為新一代通信系統中亟待開發的關鍵頻譜,其潛在高達Tbit/s級的通信速率有望為全息通信、小尺度通信、超大容量數據回傳、短距離超高速傳輸等場景提供解決方案,為“萬物智聯”提供基礎支撐[1]。

太赫茲通信技術面臨諸多挑戰。在系統架構方面,不論是基于太赫茲全固態電路的混頻調制、直接調制方式,亦或光電混合太赫茲系統,小型化、低成本、高效率等難題亟待解決。太赫茲固態電路中的核心器件如頻率源、功率放大器(Power Amplifier, PA)、低噪聲放大器、混頻器等性能直接影響太赫茲通信系統的表現。在空間傳輸中,太赫茲信號傳輸損耗大、帶寬大引起的多徑衰落統計特征復雜,缺乏詳實而準確的信道模型。超大容量的數據通信也對太赫茲基帶信號的調制與解調方式提出了更高的要求。此外,太赫茲通信系統面臨的點對點、點對多點應用場景,對太赫茲天線的高增益、小型化、陣列化需求越發強烈。本文對太赫茲固態通信系統的國內外研究現狀進行了整理,并對關鍵技術進行了梳理歸納,探討了其進一步發展面臨的挑戰,旨在為太赫茲通信系統的實例研制提供參考。

1 太赫茲通信波形與信號調制技術

太赫茲通信理論上能夠實現Tbit/s級別的傳輸速率,有望成為支持大數據無線實時傳輸的核心技術,發展與應用前景備受期待。太赫茲通信既需要太赫茲電路的硬件支持,也需要如幀結構、調制編碼以及波形調制等相應的物理層技術保障[2]。目前在太赫茲通信物理層技術方向,成型的研究進展成果較少,僅有少量對于太赫茲通信的低頻段物理層技術的討論。

1.1 太赫茲調制編碼技術

太赫茲通信系統選用的體制主要考慮通信速率、實現難易程度、帶寬等因素。對于地面點對點、點對多點的通信應用,太赫茲頻段的信號波形需要承載大量信息,還面臨著信道干擾與硬件設備限制。因此,高速數據傳輸的太赫茲通信需要綜合考慮兩方面的需求。

信號的基帶調制方法必須具備有效的信息嵌入特性。數字調制的階數與通信速率和帶寬利用率成正比。以相移鍵控(Phase Shift Keying, PSK)調制為例,其特點是星座點均勻分布于單位圓上,從而確保調制后信號的幅度恒定。然而,隨著調制階數的增加,星座點之間的間距逐漸縮小,從而增加了對信道噪聲和非線性效應的敏感度,導致所需解調信噪比的提高。正交振幅調制(Quadrature Amplitude Modulation, QAM)技術則同時考慮幅度和相位的變化。與PSK相比,相同階數的QAM在星座點分布上具有更大的間隔,因此其對解調信噪比的要求相對較低,但QAM的非等幅特性意味著它對非線性元件,如混頻器和放大器有著更高的線性度需求。

基帶信號的包絡穩定性與功率放大器等核心器件的線性度密切相關。為了最小化非線性失真,太赫茲調制設計常采用低包絡變化特性的低階調制方案[3]。與正交相移鍵控(Quadrature Phase Shift Keying,QPSK)相比,π/4 QPSK限制了最大相位變化至135°,經帶通濾波處理后具有更低的包絡波動,具有更快的旁瓣功率衰減及更高的頻譜效率?；谙嗤O計理念的π/4二進制相移鍵控(Binary Phase Shift Keying,BPSK)也為低包絡波動調制提供了一種選擇。太赫茲頻段的設備衰減和相位噪聲同樣會對信號傳輸造成干擾。幅度相移鍵控(Amplitude Phase Shift Keying,APSK)調制方法因其相位噪聲的抑制特性亦受到了研究者的重視。

綜上所述,低階調制對信道的線性度要求較為寬松。然而大帶寬需求增加了信號采集的挑戰性,間接提高了對數模轉換器件的速率要求,增加了數字器件的復雜性。相對之下,采用高階的16QAM調制可以在獲得同等傳輸速率下降低帶寬要求,是太赫茲通信系統的有力備選調制方式。

1.2 太赫茲波形設計

在太赫茲頻段進行波形設計時,必須考慮該頻段獨有的物理特性,如明顯的路徑損耗、信道的稀疏性、更大的時延拓展以及顯著增大的多普勒頻移擴展等。這些特性對系統設計中如帶外發射等關鍵指標提出了更為嚴苛的要求。同時,它也應當能夠與調制編碼、先進的多址技術和大規模天線技術等實現無縫集成,以保證在太赫茲頻段內的通信系統能夠適應未來的技術演進。

1.2.1 單載波波形

單載波波形具有峰均功率比(Peak-to-Average Power Ratio, PAPR)較低、節能、實施簡單、適用于小范圍覆蓋場景等優點。為了滿足高吞吐量的需求,基帶調制方式通常選用QAM。單載波頻域均衡(Single Carrier-Frequency Domain Equalization,SC-FDE)[4]是一種簡單的基于時域的調制信號,相比于正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM) 調制波形,瞬時功率更加穩定,減少了功率回退,同時可以有效抵抗頻率偏移。離散傅里葉變換擴頻正交頻分復用(Discrete Fourier Transform-spread-Orthogonal Frequency Division Multiplexing,DFT-s-OFDM)波形利用擴頻,降低多徑引起的符號間干擾,并通過可調的循環前綴增強頻域均衡,提供靈活的帶寬管理和保護周期[5]。這種波形以較低的PAPR和簡化的實施流程,在保留OFDM優勢的同時增大了通信覆蓋范圍。對于使用 QAM 下低調制階數的情況,此方案仍表現出較高的PAPR。

1.2.2 多載波波形

由于太赫茲頻段存在信道多徑擴展的特點,多載波波形依舊是太赫茲波形設計的重點,循環前綴正交頻分復用(Cyclic Prefix Orthogonal Frequency Division Multiplexing, CP-OFDM)技術因其與現行系統的高度兼容性而顯得尤為關鍵。但是CP-OFDM的PAPR較高,對于功率受限的太赫茲系統具有挑戰性。因此,需要設計降低PAPR的算法,同時需要權衡復雜度與波形的性能。如圖1所示[6],主動星座擴展(Active Constellation Extension, ACE)的PAPR抑制算法[6]利用預先擴展星座點和峰值去除操作,大大減少了傳統ACE算法的迭代次數,進一步提升PAPR抑制性能的同時,顯著減少了計算復雜度。

圖1 低復雜度ACE、傳統ACE與CP-OFDM波形PAPR性能比較Fig.1 Comparison of low complexity ACE,traditional ACE, and CP-OFDM waveform PAPR perf- ormance

正交時頻空間調制(Orthogonal Time Frequency Space, OTFS)作為一種創新的多載波調制方案,已經在無線通信領域引起了廣泛的關注。該技術的核心在于將傳輸信號映射至時延-多普勒域,通過這種映射機制,OTFS能夠將時變信道的動態特性轉換為近乎靜態的時延-多普勒信道特性。這一轉換對于應對高移動性環境中的多普勒效應尤為有效。OTFS波形在實現高數據傳輸率的同時,能夠滿足系統對于低延遲的苛刻要求,表現出優異的頻譜效率。與CP-OFDM相比,OTFS在單個幀內僅需加入一個循環前綴,大大簡化了結構。盡管OTFS在多個方面展現出其優勢,其PAPR表現尚未達到對太赫茲頻段功率放大器要求的理想狀態,這一點在未來的技術發展中仍需優化。低復雜度時延-多普勒域星座旋轉和時域信號迭代削波濾波的兩階段跨域聯合抑制算法,可有效抑制PAPR。如圖2所示,該算法在時延-多普勒域對信號分組并按預設碼本進行星座旋轉預先降低調制后信號PAPR,在此基礎上對時域信號進行迭代削波濾波處理以進一步降低PAPR,實現了PAPR抑制和誤碼率性能的權衡。

圖2 跨域聯合抑制方法與現有OTFS波形PAPR抑制方法PAPR性能比較Fig.2 Comparison of PAPR performance between cross- domain joint suppression methods and existing OTFS waveform PAPR suppression methods

2 太赫茲固態核心器件

太赫茲固態核心器件作為通信系統的硬件基石,它的性能直接影響著整個系統的性能優劣。以磷化銦(Indium Phosphide, InP)和砷化鎵 (Gallium Arsenide, GaAs)為代表的Ⅲ-Ⅴ族化合物半導體由于其獨特的能帶結構,能夠在太赫茲頻段兼顧電子與光子應用,成為太赫茲電路設計中的主流材料體系?；冖?Ⅴ族工藝設計的太赫茲通信核心電路如頻率源、功率放大器、低噪聲放大器、混頻器以及太赫茲收發機結構等將會影響太赫茲通信的性能表現。

2.1 太赫茲頻率源

太赫茲頻率源性能直接影響信號發射鏈路的噪聲表現。對于太赫茲通信鏈路而言,低噪、可靠、頻穩的頻率源至關重要。頻率源的性能和所能達到的工作頻率在很大程度上受限于晶體管的最大振蕩器頻率fmax,Ⅲ-Ⅴ族化合物半導體器件例如基于InP的高電子遷移率晶體管(High Electron Mobility Transistor, HEMT)和異質結雙極性晶體管(Heterojunction Bipolar Transistor,HBT)的fmax已經接近或者超過1 THz[7],故多用于高頻基波頻率源設計[8-10]。硅基工藝則多采用諧波或倍頻方式實現太赫茲頻率源[11-12]。太赫茲頻率源設計結構多樣化,如單核振蕩器(三點式振蕩器、交叉耦合式振蕩器等)[13-15]、多核振蕩器(push-push振蕩器、三推振蕩器、注入鎖定耦合式振蕩器等)[16-20]以及振蕩器或鎖相環(Phase-Locked Loop,PLL)倍頻等[21-23]。

如圖3所示,對當前不同工藝技術下的太赫茲頻率源輸出功率進行了統計[24]。顯然InP太赫茲頻率源的直流-射頻轉換效率較高,且國內外研制水平存在一定的差距。

圖3 國內外太赫茲頻率源性能對比Fig.3 Comparison of performance between domestic and foreign terahertz frequency generators

表1佐證了不同工藝下太赫茲頻率源實現結構的差異。一般,三點式振蕩器中,Clapp振蕩器和Colpitts振蕩器振蕩波形和頻率穩定性好,適用于較高的工作頻率,但是調頻不方便。Hartley振蕩器易起振、輸出幅度大、調頻方便但振蕩頻率低,輸出波形差。交叉耦合振蕩器設計受電感品質因數影響較大,相位噪聲更加敏感,且高頻可變電容難以實現。注入鎖定耦合振蕩器用于產生高諧波頻率選擇性輸出?？傊?太赫茲頻率源的設計需要根據不同的工藝與需求選擇合理的拓撲結構。

表1 不同結構的太赫茲頻率源對比

2.2 太赫茲功率放大電路

功率放大器通常位于發射機的末級,功率放大性能直接決定了通信系統的作用距離。目前太赫茲頻段功率放大器多采用InP HBT或InP雙異質結雙極性晶體管(Double Heterojunction Bipolar Transistor,DHBT)器件,具有低噪、寬頻、高線性等特點,但是單一的工作晶體管并不能滿足太赫茲通信所需的增益及功率需求。

功率合成技術突破了單個晶體管的輸出功率受限問題,自1969年出現首個成功基于多個IMPATT功率合成之后,各種合成方案不斷被提出。常見的高頻片上功率合成結構有威爾金森功分器、耦合線巴倫、切比雪夫合成器、變壓器功率合成等。合成的路數越多,輸出功率越高,但是電路拓撲變得越發復雜。清華大學采用128路功率合成技術[25],通過零極點相消技術,利用CMOS 65 nm工藝實現了W級功率輸出。

增益自舉技術則是通過反饋機制對晶體管的小信號放大性能進行彌補,常見引入電容、電感等器件形成回路,消除晶體管寄生。如圖4所示,電容Cn一方面用作米勒補償電容來提高差分輸入對的穩定性,另外一方面則有助于提升功率增益[26]。電感Lb用于增強等效跨導,并通過共模偏置電阻補償穩定性[27]。

(a) 電容反饋增益

(b) 電感反饋增益

寬帶匹配技術可根據Wheeler 理論[28]和 Bode-Fano 約束條件[29]進行設計,增益-帶寬積存在上限,放大器設計通常需要在增益和帶寬之間進行取舍,為此衍生出多種寬帶放大器設計方法。欲實現放大器帶寬拓展,必須增加匹配網絡復雜度,或采用低 Q 值電路寬帶匹配結構。電阻性匹配網絡可以獲得較好的輸入、輸出匹配,但隨之相應地降低了增益,浪費了功耗。負反饋則改善晶體管的頻率響應以平坦工作帶寬,提高器件的穩定性,但帶內增益將會進一步降低。平衡式放大結構利用90°耦合器可以實現兩個放大器的寬帶匹配,增益并無明顯變化,需消耗雙倍的直流功率。分布式放大結構增益則與其串聯的級數密切相關,其單元多采用Cascode或Stack結構。

基于上述功率放大器設計所采用技術進行了不完全調研,并對不同工藝的先進功率放大器性能進行了對比,如表2所示。其中,功率合成技術是太赫茲功放設計的核心技術,普遍應用于固態電路設計。

表2 不同拓撲結構太赫茲功率放大器性能對比

太赫茲功率放大器的輸出功率與采用的材料密切相關,如圖5所示,據Wang等人[24]的相關數據統計,基于GaAs和InP的功率放大器輸出功率水平更高,且具備更高頻段的應用潛力。此外,太赫茲通信系統研究尚未成熟,通信所需的線性度要求并未體現在當前的設計當中。Doherty結構、Envelope Tracking、out phasing等功率回退技術在太赫茲頻段的應用也有待進一步挖掘。

圖5 不同工藝下國內外太赫茲功放飽和輸出功率分布Fig.5 Saturated output power of terahertz power amplifiers at home and abroad in different processes

2.3 太赫茲低噪放大電路

單端共射級結構簡單、易于實現,在太赫茲波段低噪聲放大器設計中得到了廣泛的應用。2021年,北卡羅萊納大學的Kobayashi等人[40]基于90 nm GaN HEMT工藝設計了一款工作頻率為70～110 GHz的寬帶低噪聲放大器。該放大器采用單端共射級和四級級聯結構,在E波段和W波段分別實現小信號增益為15～17.9 dB和15.8～19.2 dB,噪聲系數為3.5～4.2 dB和3.3～3.8 dB,在同頻段單級GaN低噪聲放大器中,該放大器實現了當時已知的最小噪聲系數,實現了3 dB帶寬40 GHz。2022年Chauhan等人[41]基于250 nm InP工藝,發現了芯片中的參考地平面和芯片背板的接地金屬,共同構成了波導狀結構,可替代信號傳輸路徑,并提出去除射頻焊盤中的地平面以及引入襯底通孔的方法,抑制襯底波對低噪聲放大器的影響。

噪聲系數是低噪聲放大器最重要的設計指標之一。Cascode結構提高低噪小信號增益的同時也惡化了噪聲系數。Turkmen等人[42]提出可以在共射極和共基極晶體管間的節點處引入適當的電感用以抵消該節點處存在的寄生電容,從而抑制噪聲,改善放大器噪聲系數。四級級聯Cascode低噪聲放大器芯片如圖6所示。

圖6 四級級聯Cascode低噪聲放大器芯片圖Fig.6 Chip diagram of a four-stage cascaded Cassode low noise amplifier

差分結構因高穩定性和可以抑制共模噪聲等優點深受設計者們青睞。文獻[43-44]均采用了差分Cascode結構,其中文獻[43]在文獻[42]的基礎上,提出了電容負反饋技術,如圖7所示。根據疊加原理可知,負反饋電容技術可使共基極電路的小信號增益為原電路的兩倍,并進一步提高放大器的穩定性。

(a) 傳統差分Cascode 低噪聲放大器

(b) 改進型采用負反饋電容技術的差分放大器

低噪聲放大器要盡可能減小放大器自身的噪聲對信號的干擾并進行功率放大,以提高通信系統的信噪比。如圖8所示[24],截止目前,太赫茲低噪放的噪聲系數大多集中于10 dB附近,仍有較大的優化空間。

圖8 不同工藝下國內外低噪聲放大器噪聲系數對比Fig.8 Comparison of noise coefficients of low noise amplifiers at home and abroad in different processes

2.4 太赫茲混頻電路

混頻電路是超外差系統中的核心器件之一,它利用器件的非線性特性實現頻率搬移功能。在信號發射端,將中頻基帶信號搬移至太赫茲頻段進行發射(上變頻),或在接收端將太赫茲頻段傳輸信號搬移至中頻頻段送至基帶進行解調(下變頻)[45]。噪聲溫度直接影響接收機的噪聲性能,太赫茲頻段信號變頻至中頻頻段信號的損耗則用變頻損耗評估,二者共同作為衡量混頻電路的核心指標。

混頻器一般分為二極管混頻器和三極管混頻器。二極管混頻器往往只需要較低的導通電壓,功耗較低且電路結構簡單,易于實現。此外以肖特基二極管為代表的混頻電路還具有低噪聲系數、良好的高頻特性和動態特性等優點,常用于太赫茲頻段混頻電路設計。由于二極管并不提供信號放大的作用,因此二極管混頻器變頻損耗較大。目前固態變頻器的世界領先研究機構,美國弗吉尼亞二極管公司的分諧波變頻器的工作頻率已經覆蓋到 5 THz,如圖9所示[46]。國內方面,電子科技大學及其他研究機構所研制的140、220、340 GHz等頻段的分諧波混頻器也基本達到了世界一流水平[47]。如2022年,Liu等人[48]對肖特基二極管阻抗進行提取和等效模型建模,利用肖特基二極管設計了一款330 GHz 次諧波混頻器,該款肖特基二極管混頻器工作頻率為292～356 GHz,單邊帶變頻損耗為7.5～10 dB,射頻端口回波損耗大于15 dB,中頻端口回波損耗大于14 dB。

圖9 肖特基二極管混頻器顯微圖Fig.9 Microscope diagram of Schottky diode mixer

此外,二極管混頻器需要通過模塊封裝才能與系統其他組件進行互聯,而模塊封裝產生的損耗較大,因此有研究人員采用將混頻器與系統中的天線、濾波器等其他組件相結合的方法以提升系統性能。 文獻[49]將偶極子天線集成到薄膜電路中,從系統角度降低了傳輸損耗;文獻[50]使用波導濾波結構替代傳統的微帶濾波結構,實現了對鏡頻信號的抑制。

三極管混頻器變頻增益較高,帶寬較大,但同時電路復雜度較大、功耗較高。根據電路基本結構可以將其劃分為單端(單端輸入、單端輸出)混頻器、單平衡(單端輸入、差分輸出)混頻器和雙平衡(差分輸入、差分輸出)混頻器三種類型[51]。單端混頻器具有電路結構簡單、器件引入噪聲小等優點,缺點是單晶體管所提供的小信號增益較小,因而變頻增益較低,單平衡混頻器的增益為單端混頻器的兩倍,同時相位相反,但幅度相等的一對本振信號會在射頻端口相抵消,因此抑制了本振泄露,提高了本振信號端口和射頻端口之間的隔離度。雙平衡混頻器可以有效地提高本振端口到中頻端口的隔離度,抑制諧波和雜波信號。此外,通過引入差分結構,雙平衡結構顯著抑制了共模噪聲,改善了混頻器噪聲系數。2021年,Maiwald等人[52]采用雙平衡結構,設計了一款應用于零中頻收發機的寬帶低噪下變頻混頻器。

相較于傳統的雙邊帶混頻器,太赫茲IQ混頻器在太赫茲通信系統中應用廣泛,可用于太赫茲直接調制。太赫茲通信發射機中采用直接調制方式可大幅降低傳輸損耗,減小互聯及封裝對混頻器帶寬和損耗影響,實現高靈敏度接收和高速率傳輸。早期研制的 330 GHz 頻段的太赫茲 IQ 混頻器[53]取得了良好的性能,引發研究者持續的關注與改進。表3總結了當前部分與發射機集成的有源混頻調制結構相關的研究成果[54]。

表3 發射機集成有源太赫茲混頻器相關工作

3 太赫茲天線技術

太赫茲天線作為無線通信系統的關鍵一環,其增益與掃描角度直接影響著整個通信系統的覆蓋范圍。太赫茲通信系統的發展對于天線提出了更多的特性需求。一方面,太赫茲頻帶范圍跨度大,對于太赫茲天線的寬帶性能需求越發顯現;另一方面,太赫茲通信系統對于天線小型化、集成化、陣列化問題也亟需解決。喇叭天線由于標準的波導接口形式成為當前太赫茲天線的主流應用,但多用于點對點-點對多點的通信應用。

3.1 太赫茲可重構智能表面天線

對于太赫茲通信系統更加多樣靈活的需求,太赫茲可重構智能表面(Reconfigurable Intelligent Surface, RIS)天線是當前研究熱點之一。一般而言,可重構反射陣與透射陣天線是由一維或者二維規則排列的可重構單元組成,利用關聯的編碼技術調整可重構單元的電磁特性,將信號根據需求進行離散化調控。當前常見的調控方式包括電子/機械調控、有源器件調控以及可調材料調控等。

二極管器件利用通斷特性改變可重構單元表面的電流分布及輻射特性。PIN管相位差較為固定,而變容管則可以通過電壓調控實現相位的連續調控,實現0°～360°精確控制。二者的應用研究大多集中于毫米波頻段,一旦工作頻率逾百GHz,器件的性能急劇惡化,導致天線表現下降。相比之下,肖特基二極管更加適用于作為太赫茲天線的電控器件。Chan等人[64]將在GaAs基板上實現肖特基二極管電控,利用電壓調諧金屬開口諧振環響應,在0.4 THz實現了 3 dB振幅調制深度。文獻[65-66]采用不同的肖特基二極管與諧振結構進一步驗證了肖特基二極管在太赫茲波段實現波束可重構的潛力。

晶體管在太赫茲可重構陣列天線中也嶄露頭角,核心設計理念在于將天線所需襯底采用或異質或同質的方式與晶體管工藝進行融合,如2018年采用SiC襯底與高電子遷移晶體管(High Electron Mobility Transistor,HMET)器件結合,實現137°的輻射相移[67]。成熟的CMOS工藝也被廣泛應用,2020年Venkatesh等人[68]提出的12×12可編程反射天線陣在0.3 THz頻段實現任意幅相控制,并能提供0°和±30°波束角度重構。

微機電系統(Micro-Electro-Mechanical System,MEMS)開關寄生電阻小、隔離度高、易于集成,可實現大規模的陣列化布置,相較于二極管、晶體管控制方式在太赫茲波段的設計更加靈活。Cong等人[69]利用MEMS懸臂梁作為天線發射單元,在0.8 THz下實現了310°相位覆蓋,支持±70°的波束方向重構。針對MEMS頻率可重構方案,Manjappa等人[70]通過調諧饋電網絡,在1 THz內實現了工作頻段的遷移。

除上述控制方式之外,以液晶、石墨烯、VO2等可調材料作為襯底與電控結合的方式亦可實現可重構功能。液晶通過外加電場使得液晶分子發生旋轉從而改變光軸,實現電磁輻射方向變化[71-75]。石墨烯可在電壓控制下使電導率發生變化,實現幅相的調控。2015年,上海交通大學的常壯設計了一款基于石墨烯材料的可重構反射陣天線,在1.6 THz實現了0、±1和±2模式的軌道角動量渦旋波的生成。VO2在外部電壓激勵下可實現絕緣-金屬態勢轉化[76-77],在這一特性作用下,電磁波被選擇性的吸收或延遲。Wang等人[78]利用VO2材料特性在0.69～0.79 THz生成軌道角動量波束。

如表4所示,太赫茲可重構天線在特性上各有優劣,面對太赫茲通信系統的實際應用需進一步探索,推動更加高效實用的太赫茲可重構方案。

表4 可重構天線性能對比

3.2 多波束天線

多波束天線能夠將通信資源更加高效地同時分配到不同區域用戶,對于提升通信質量和容量具有重要意義。多波束天線的工作結構基本可分為反射面結構、透鏡結構以及波束形成網絡三大類。其中,太赫茲多波束平面反射陣結構多與RIS相結合,波束形成網絡側重于算法電控,以Luneberg透鏡為代表的多波束天線研究演進迅速。

太赫茲波段的Luneberg透鏡實現方式包括介質分層、混合介質材料、周期性人工材料、電磁帶隙(Electromagnetic Band Gap,EBG)結構等。2019年Andy等人[79]提出一種全介質實現結構,在RogersRT/duriod 6010基板上采用周期性通孔實現梯度折射率,在240 GHz處實現±8°的波束控制范圍。同年,Chen等人[80]實現基于不同填充面積徑向完全對稱的八層梯度結構全介質平面Luneberg透鏡,可覆蓋60～240 GHz。

全金屬特性的平行板波導和EBG結構可有效抑制介電損耗,提升Luneberg透鏡在太赫茲波段的性能表現。瑞典皇家理工學院Quevedo-Teruel等人[81]于2015年提出一款基于低色散特性金屬銷釘超表面實現方式,但工作頻率較低。北京理工大學Lu等人[82]將此理念加以拓展,利用全CNC加工實現了一款新型的低色散波導滑動移相結構,在400 GHz以上實現了多波束方案。

太赫茲波段EBG結構中的金屬銷釘采用金屬銑削方法加工難度大,倒角結構受限。北京理工大學Yu等人[83]引入高精度投影微立體光刻3D打印技術與磁控濺射金屬工藝,在D波段范圍內實現19 dBi增益及±45°波束掃描范圍,為太赫茲多波束天線的加工提供了低成本、低損耗、高精度方案。

3.3 片上集成天線

太赫茲無線通信的路徑衰減較大,單一作用的太赫茲天線增益受限,難以滿足通信需求。片上天線尺寸相較于太赫茲波段波長擁有充足的挖掘潛力,與太赫茲系統前端電路之間不需要嚴格遵循 50 Ω匹配原則,天線與電路之間可以通過共軛匹配的方式進行連接,減少匹配網絡的設計大幅縮減電磁泄露與信號傳輸損耗,提升收發系統的集成度與穩定性,縮減芯片面積,降低系統的設計成本[84]。隨著異質異構集成、3D堆疊等封裝技術的不斷改進,太赫茲片上天線集成難度也逐步降低。然而,片上天線自身存在輻射效率低、工作帶寬窄等困境,可通過人工磁導體、片上諧振結構等加以改善。

基片集成波導(Substrate Integrated Waveguide,SIW)有助于抑制表面波傳播,降低襯底損耗,在太赫茲片上天線應用較多。如圖10所示,硅基工藝設計的SIW腔中,下層金屬表面可以將天線結構和硅襯底分隔開,因此可以隔離損耗的硅襯底對天線性能產生影響,提高片上天線的增益和輻射效率[85-87]。

圖10 基于CMOS 65 nm工藝的片上集成圓極化 SIW天線設計Fig.10 Design of on chip integrated circularly polarized SIW antenna fabricated in CMOS 65 nm

人工磁導體(Artificial Magnetic Conductor,AMC)屬于“超材料”,其由周期排列的單元構成,具有特殊的電磁學特性,在低剖面天線設計中被廣泛應用?；贏MC技術設計片上天線主要有兩種設計方案,如圖11和圖12所示[88-89],相對于片外地板設計,片上地板看似可以利用底層金屬地板屏蔽襯底的影響,但在實際設計中卻很難實現,因為AMC周期表面層與金屬地板的間距過小,反射波的零相位點通常不易出現[90],設計時需謹慎考慮。

(a) 片外地板

(b) 片上地板

(a) 片外地板 (b) 片上地板

(c) AMC單元

縫隙天線具有結構簡單、低剖面特性以及小型化等優點,往往采用同軸線或者波導饋電,使能量向外部空間輻射,因此天線的輻射效率較高。如圖13所示,由于是在金屬表面直接開槽,沒有凸起部分,具有良好的平面特性,因此該類天線還有易集成的優點[91-92]。

圖13 開槽天線示意圖Fig.13 Schematic diagram of slotted antenna

4 太赫茲固態通信系統

太赫茲通信系統受限于大氣衰減強、頓路徑傳輸損耗高,系統研制大多集中于140、220、300 GHz窗口附近;又因其高頻寬帶工作特性,收發鏈路中各組件性能需進行大量優化,從而實現復雜度低、單一信號波束性能更高的通信系統。近年來國內外太赫茲固態通信系統研究現狀如表5所示。

表5 國內外固態通信系統研究對比

國內外已有多家高?；蚱髽I完成太赫茲原型機驗證。以國內電子科技大學為代表的單位,將動態人工微結構與射頻芯片電路相結合,在 0.14、0.22、0.34 THz 均實現了調制速率大于 30 Gbit/s 的高速太赫茲直接調制器件;國際上美國和日本也取得了進展,使得太赫茲直接調制技術不斷向實用化發展[103]。2020 年 10 月,電子科技大學實現 220 GHz通信距離大于1 000 m,傳輸速率大于 20 Gbit/s的無線通信原型機驗證[104]。如圖14所示,2021年三星研究院、三星美國研究院和加州大學圣巴巴拉分校在140 GHz頻段15 m距離內實現了6.2 Gbit/s 的實時吞吐量[105]。2022年華為技術有限公司基于Ⅲ-Ⅴ族化合物半導體工藝,先后在混頻器、倍頻器、低噪放等太赫茲關鍵器件上取得技術進展。如圖15所示,在室外完成500 m鏈路通信距離內、240 Gbit/s高速數據傳輸,并支持兩用戶80 Gbit/s數據傳輸,完成室外遠距離太赫茲高速數據通信系統驗證[106-107]。同年,實現了共波形、共硬件的通感一體化太赫茲原型機,感知成像精度可達毫米級[108]。

圖14 三星-加州大學圣巴巴拉分校140 GHz太赫茲通信系統Fig.14 Samsung-UCSB 140 GHz terahertz communication system

(b) 太赫茲室外MIMO通信樣機,實現3 500 m內80 Gbit/s通信速率

5 結束語

自2005年香山科學會議倡議太赫茲研究以來,經過多家高校、研究機構及工業界十余年的發展與技術積累,我國在太赫茲通信系統關鍵器件、太赫茲通信系統原型驗證等取得了多方面進展。然而,太赫茲通信系統發展面臨的挑戰依舊存在。

太赫茲波段通信系統傳輸路徑損耗嚴重,面臨的諸如空間分子吸收、寬帶引發的多徑衰落、高頻與慢速運動等引發的動態不平衡等挑戰還需進一步開展太赫茲信道多域特征刻畫,結合太赫茲功率放大器件優化通信頻譜效率,均衡線性輸出特性。由于太赫茲通信系統多為寬帶工作,多載波調制方式將會誘發輸出信號波束分散,降低系統輸出增益?？芍貥嫵砻娲笠幠Ｌ炀€陣列方式可有效緩解這一問題,彌補路徑損耗和增益波動。

此外,太赫茲固態器件多采用單片集成、波導封裝等方式,集成程度還可進一步加強。SiGe工藝的兼具CMOS集成度高、Ⅲ-Ⅴ族材料的高頻性能表現,是高集成度太赫茲通信系統的優選方案之一。Ⅲ-Ⅴ族材料由于其直接帶隙的特性,在高太赫茲頻段擁有更大的性能潛力。伴隨著異質異構集成技術的不斷演進,Ⅲ-Ⅴ族/硅基/可變材料等可突破單一工藝限制,實現緊湊且高度集成的SoC系統,使得硬件平臺具有可遷移性,兼顧通信、雷達、成像、通感一體等多種功能。

總之,太赫茲通固態通信系統雖然在核心器件、關鍵技術、系統研制等方面取得了可觀的成果,但距離面向下一代商業應用還存在很大的差距。還需從移動性、實時性、通信距離、工作環境等方面進一步優化太赫茲通信技術路線,降低生產成本,提升工作效率,加強系統復用性,推動國產太赫茲通信技術商業化發展。