基于共振隧穿二極管的太赫茲技術研究進展

劉 軍,王靖思,宋瑞良,劉博文,劉 寧

(1.中國電子科技集團公司第五十四研究所 北京研發中心,北京 100041;2.北京跟蹤與通信技術研究所,北京 100094)

0 引言

在移動通信技術從1G發展到5G的過程中,逐步實現了從語音、數字消息業務、移動互聯網、智能家居、遠程醫療、智能物聯和虛擬現實等應用的發展[1]。6G技術作為5G技術的演進,不僅作為高速通信系統,也將作為高靈敏度探測系統,以更好地感知物理環境,獲得高精度定位、成像以及環境重建等信息。太赫茲波介于微波與紅外之間,具有波束窄、帶寬寬、穿透性高、能量性低等特點,易于實現無線通信與無線感知功能的單片集成,從而實現感知功能與通信功能的相互促進與增強,進一步實現萬物“智聯”[2-4]。

太赫茲波的產生和探測技術,是太赫茲應用系統的核心技術[5-6]?；诠虘B電子學方法的常溫太赫茲源有碰撞電離雪崩渡越時間二極管(Impact Avalanche and Transist Time Diode,IMPATT)[7]、耿式二極管[8-9]、肖特基勢壘二極管(Schottky Barrier Diode,SBD)[10]、超晶格電子器件[11]、晶體管[12]和共振隧穿二極管(Resonant Tunneling Diode,RTD)[13]?；パa金屬氧化物半導體(Complementary Metal-Oxide-Semiconductor,CMOS)、場效應晶體管(Field Effect Transistor,FET)、硅鍺(SiGe)異質結 雙極晶體管(Heterojunction Bipolar Transistors,HBT)和雙極CMOS、磷化銦(InP)HBT和InP高電子遷移率晶體管(High Electron Mobility Transistor,HEMT)技術的最大振蕩頻率fmax分別高達450 GHz[14]、 720 GHz[15]、1.1 THz[16]和1.5 THz[17],而InP RTD的振蕩頻率已接近2 THz[18]。

按照工作原理的不同,太赫茲探測器主要分為 兩大類：非相干探測器和相干探測器。非相干探測器只能獲得輻射信號的幅度信息,相干探測器不僅可以獲得信號的幅度信息,同時還可以獲得其相位信息[19-20]。目前太赫茲頻段的直接探測器有SBD探測器、氨化鎵(GaN) HEMT探測器[21]、熱釋電探測器[22]以及熱電偶接收機等,非制冷類型探測器的噪聲等效功率(Noise Equivalent Power,NEP)水平在 10-10～10-9W/Hz1/2量級。制冷類型半導體探測器,NEP可低至10-13～10-17W/Hz1/2量級。相干探測器的核心器件是混頻器,各種非線性的電子器件均可作為混頻器,作為相干接收機使用。但在高頻段只有部分具有極強非線性特性的器件才能滿足正常工作要求,如正向偏置狀態的SBD、超導-絕緣-超導(Superconductor-Insulator-Superconductor,SIS)隧穿半導體[23]、超導熱電子輻射計(Superconducting Hot-electron Bolometer,HEB)[24]以及動態電感探測器(Kinetic Inductance Detector,KID)[25]等。

RTD器件的直流特性具有負阻特性和非線性特性,通過改變偏置電壓不僅可以實現太赫茲信號的產生還可以實現太赫茲信號的高靈敏度探測。目前,基于RTD實現的太赫茲基波源是已報道的最高固態太赫茲器件,同時,由于RTD器件突破了熱電子極限,相比于SBD探測器具有更高的探測靈敏度。因此,只采用一個RTD器件,通過改變偏置電壓,就可以實現太赫茲信號產生和探測功能,大大簡化了電路結構,為實現芯片級的太赫茲通信感知 一體化系統奠定了技術基礎。

1 RTD器件工作原理

在半導體異質結構 RTD中,隧穿結構的勢壘層夾在高摻雜接觸層之間,雙勢壘結構RTD的能帶圖和典型I-V曲線如圖1所示。由于RTD存在雙勢壘的諧振隧穿結構,因此器件的直流特性是一個類似于“N”形的特性,存在負微分電導(Negative Differential Conductance,NDC)區域[26]。

(a) 偏置狀態a下的能帶圖

(c) 偏置狀態c下的能帶圖

理想RTD的I-V曲線如圖2(a)所示,它具有 三角形形狀。由于受散射效應、非零溫度、結構缺陷等影響,實際的I-V曲線更加平滑,具有N形I-V曲線,并具有突出的NDC區域,如圖2(b)所示。

(a) 理想I-V曲線

(b) 實際I-V曲線

2 RTD太赫茲源

現階段,實現RTD振蕩源的方式主要有兩種：① 基于片上天線與RTD一體化設計實現的太赫茲輻射源,經過片上天線輻射到自由空間中,如圖3所示,目前日本主要采用該方式實現高頻應用;② 基于“路”的方式實現的太赫茲振蕩源,采用波導模塊封裝以后,外接喇叭天線輻射到自由空間中,如圖4所示,目前英國格拉斯哥大學主要采用該方式實現太赫茲低頻段高功率應用。

(a) 太赫茲振蕩源示意圖

(b) 太赫茲輻射源等效電路

(a) 太赫茲輻射源示意圖

(b) 太赫茲振蕩源等效電路

基于片上天線實現的RTD太赫茲輻射源,將RTD放置在縫隙天線的中心附近,縫隙天線用于振蕩電路的諧振器和輻射單元,RTD的上電極通過金屬-絕緣體-金屬(Metal-Insulator-Metal,MIM)電容連接到縫隙的另一端,MIM電容主要用于隔離上下電極的偏置。穩定電阻位于RTD和縫隙天線外部,以抑制寄生振蕩[27]。由于InP材料介電常數高,輻射單元受介質引向性的影響,大部分輸出從縫隙天線輻射到襯底側,因此利用硅透鏡以實現輻射能量的自由傳播。圖3(b)為輻射單元的的等效電路,其中GRTD為RTD的NDC區域電導值,GANT為縫隙天線的電導,由輻射電導Grad和損耗Gloss電導組成,L和C為RTD和縫隙天線的電感和電容。由于RTD的電容遠大于縫隙天線的電容,因此C由RTD主導,而L由縫隙天線主導。目前基于該方式實現的太赫茲輻射源最高振蕩頻率為1.98 THz[18],利用陣列方式實現的0.446 THz陣列輻射源,最高輻射功率11.6 mW[28]。

基于“路”的方式實現的太赫茲振蕩源,諧振電感L通常由一段傳輸線實現,例如共面波導、共面帶狀線 (Coplanar Stripline,CPS) 或微帶線,其中 2πfoscL=Z0tan(βl) ,β為相位常數,l為短截線的長度,Z0為傳輸線特性阻抗,而諧振電容是二極管的固有自電容[29-30]。由單個RTD器件構成的振蕩源電路如圖4(b)所示,V表示器件的偏置電壓以保證器件工作在NDC區域,Rb和Lb表示同軸線纜引入的電阻和電感,RE為分流電阻,用來抑制低頻振蕩,CE表示去耦電容,用來降低RE上的功率耗散。目前,基于該方式實現的最高振蕩頻率為308 GHz, 單管最高輸出功率1 mW@260 GHz[29]。

目前國內對RTD的研究主要有GaN基和InP基兩種。2021年,文獻[31]采用金屬有機化學氣相沉積法在自支撐GaN 基上制造出低Al 組分雙勢壘AlGaN/GaN RTD,谷峰電流比為1.05,電流密度為 76.3 kA/cm2。太赫茲振蕩源方面,2023年,文 獻[32]提出了1 THz寬帶可調頻的 RTD 振蕩源,并在0.7 THz 實現45 μW的太赫茲功率輻射;文 獻[33]提出了1THz RTD 振蕩源研制成果,可以輸出2.57 μW的輻射功率。

綜上對比分析,目前國內制備RTD器件及太赫茲振蕩源的水平與國外相比仍有差距,在材料結構優化設計、工藝實現、器件結構和振蕩源電路結構設計等方面均有進步空間。目前RTD太赫茲源代表性頻率和功率指標如表1所示。

表1 各機構RTD太赫茲源指標對比

3 RTD太赫茲探測器

根據RTD器件的I-V特性可以看出,RTD器件還可以用于實現高靈敏度的太赫茲探測器。RTD探測的響應率主要取決于RTD器件兩端的信號幅值和RTD的非線性特性。

基于RTD實現的太赫茲探測器有三種模式[35],如圖5所示。

圖5 三種探測模式的直流工作區Fig.5 Three types of detection

3.1 直接檢測

在圖5所示的區域i中,僅用于實現非線性的包絡檢測。與SBD相比,這種非線性與熱電子發射無關,與基態諧振能級相關的量子阱子帶的寬度有關,從而克服了熱極限。這使基于RTD實現的探測器靈敏度遠高于標準SBD,標準SBD的理論最大直流電流響應率僅為19.7 A/W[36]。例如, III-V族SBD在250 GHz下顯示出高達1 kV/W的電壓響應率[37],而InP RTD在0.35和0.76 THz下電壓響應率分別可達4 kV/W和80 V/W[38],在 0.78 THz下顯示出最高7.3 A/W的電流響應率[39]。圖6對比了在300 GHz頻段下,通信速率為1.5 Gbit/s時,InP RTD和SBD輸出電壓與輸入功率的關系對比曲線,可以看出,RTD探測器的靈敏度高出SBD探測器約4倍[40]。然而,由于RTD偏置點靠近NDC區域,因此檢測到的信號振幅必須足夠小,以避免觸發RTD振蕩,這會使輸入波形失真,從而導致比SBD更低的動態范圍。

圖6 SBD與RTD探測器輸出電壓幅度隨出入功率 變化對比Fig.6 Comparison of the measured SBD and RTD detector output voltage amplitude with input and output power changes

雖然基于直接檢測實現的太赫茲通信系統結構簡單靈活,但是它僅可以實現信號的幅度檢測,這會降低頻譜效率和靈敏度,根據特定的鏈路預算限制傳輸距離和/或相應的數據速率。盡管如此,這一明顯的缺點可以通過太赫茲頻率下的高帶寬來抵消。

3.2 相干檢測

通過在自激振蕩區域(區域ii)中施加偏置電壓,結合注入鎖定和自激振蕩混合操作來實現零差檢測,此時,RTD同時作為本振(Local Oscillator,LO)信號。如果輸入的載波頻率fc足夠接近LO頻率,則發生注入鎖定,并且兩個信號同步,輸入信號利用NDC區域的非線性混頻特性實現解調,實現相干零差檢測。

在文獻[41]的無線通信實驗中,采用基于InP的300 GHz頻段RTD 收發系統中,相干檢測實現的靈敏度比直接檢測高20 dB,如圖7所示。由于器件NDC可以提供增益,使得器件可以獲得更高的靈敏度,從而具有更高的頻譜效率,還可以通過注入鎖定恢復接收信號的相位、頻率和極化信息。但是,基于RTD實現的相干接收仍需要開發適當的設計方法來保證注入鎖定的穩定性以及最大限度地提高靈敏度。

圖7 相干探測與直接探測誤碼率性能隨輸入功率變化對比Fig.7 Comparison of the measured BER performance of coherent detection and direct detection with input power changes

3.3 放大檢測

通過將施加的偏置電壓點置于圖5中的區域iii實現放大檢測,該方式利用RTD的負阻和包絡檢波相結合的方式實現。通過在負電阻區域外部施加偏置電壓并輸入具有足夠振幅的信號,將偏置電壓施加到負電阻,并且在沒有振蕩的情況下實現信號放大。由于調制深度的差異,放大檢測可以檢測幅度比相干檢測高6 dB以上的信號。在相干檢測中,RTD的振蕩通過注入鎖定與載波信號相匹配,并且僅放大載波頻率分量;相反,放大檢測放大了輸入信號的所有頻率分量,具有高調制深度。

目前,文獻[42]提出了0.2 THz RTD探測器,測試得到的最大直流電流響應率為20 mA/W,NEP值為 15 nW/Hz1/2;文獻[43]主要在增強RTD器件的非線性特性方面開展了研究。各機構RTD太赫茲探測器指標如表2所示。

表2 各機構RTD太赫茲探測器指標

4 RTD實現的太赫茲通信系統

RTD振蕩源可以直接利用內部調制的方式實現幅度調制,大大簡化了大容量太赫茲高速無線通信系統。通過合理的設置偏置電壓,振幅鍵控(Amplitude Shift Keying,ASK)、開關鍵控(On-Off Keying,OOK)以及四電平脈沖幅度調制(4-Level Pulse Amplitude Modulation,PAM4)等幅度調制方式都適用于RTD實現的太赫茲通信系統。對于ASK調制,RTD器件偏置位于其NDC區域中點,而在OOK的情況下,其偏置點設置為接近峰值電壓Vp。

目前基于RTD實現的太赫茲通信系統主要方式有：① 發射與接收都采用RTD實現;② 發射端采用RTD實現,接收端采用肖特基探測器或者超外差接收;③ 接收端采用RTD,發射端采用單行載流子光電二極管(Uni Traveling Carrier-Photo Diode, UTC-PD)或者其他形式等。

采用基于RTD實現的發射端無線通信系統示意如圖8所示。RTD太赫茲源可以采用前述的輻射單元或者波導封裝的形式進行設計實現,利用輻射單元形式一般會安裝在半球硅透鏡上進行輻射,利用波導封裝形式采用喇叭天線進行輻射。在發射端與接收端之間一般放置太赫茲透鏡來實現波束的聚焦和準直。數據通過商用的Bias Tee偏置器疊加到直流信號上。接收端一般采用基于平方律的SBD或者RTD檢波器實現對接收信號的解調,通過低噪聲放大器進行信號放大。

圖8 采用RTD太赫茲源的太赫茲無線通信系統示意Fig.8 Schematic diagram of terahertz wireless systemusing RTD-based source

現階段,基于RTD實現的最高通信速率為 56 Gbit/s,文獻[49]采用在同一襯底上集成具有 兩個正交極化的500 GHz和800 GHz的雙頻振蕩器,利用頻率和極化復用的方式獲得了2×28 Gbit/s的傳輸速率。文獻[50]提出了基于RTD實現的無線通信系統的最遠傳輸距離80 cm。表3總結了目前文獻中基于RTD實現的典型無線通信系統,可以看出在接收端一般采用SBD實現,而且傳輸距離與發射端的輸出功率之間存在明顯的相關性。

表3 各機構基于RTD實現的太赫茲通信系統指標對比

5 RTD實現的太赫茲雷達系統

基于RTD實現的太赫茲雷達系統如圖9所示,該系統采用調幅連續波(Amplitude Modulated Continuous Wave,AMCW)的方法,將RTD的輸出通過將正弦信號疊加在偏置電壓上實現對RTD的調制輸出,然后調制信號輻射到物體上,來自物體的反射波經過SBD接收并解調[13]。太赫茲波從RTD～SBD的傳輸時間由解調信號和參考信號之間的相位差確定,從中可以獲得到物體的距離信息。該系統不是利用太赫茲波本身的相位差,而是利用疊加在RTD輸出的太赫茲波上的子載波的相位差,RTD輸出的太赫茲波用作載波,該方式也稱為副載波調制。為了獲得精準的相位差,也可以利用IQ解調器代替 圖9中的示波器,通過該方式,在載波為520 GHz時,測量的距離誤差為0.063 mm[54]。副載波調制方法可以擴展到其他雷達系統,如調頻連續波(Frequency Modulated Continuous Wave,FMCW)雷達,基于該方式已經報道了一種使用RTD振蕩器的副載波FMCW雷達和兩個目標距離測量的初步實驗[55]。

圖9 基于RTD實現的太赫茲雷達系統Fig.9 Terahertz radar system using RTD oscillator

現階段,國內尚沒有基于RTD實現的太赫茲通信和雷達系統的相關報道。

6 挑戰及未來發展趨勢

介紹了基于RTD的最新進展及應用,基于RTD實現的太赫茲源和系統具有結構緊湊的特性,重點討論了高頻、高輸出功率以及系統應用方面的研究。

目前該技術的主要弱點與其他太赫茲技術相同,其表現為源輸出功率低,造成這種情況的主要原因包括器件和電路設計技術不先進,特別是非最佳外延設計和電路實現方法,以及缺乏RTD振蕩器陣列的有效設計技術。目前的研究趨勢表明,在太赫茲頻率下利用陣列合成的方式實現高輻射功率的太赫茲源是可行的。高功率的RTD輻射源將有助于開發緊湊型RTD太赫茲超高速無線通信系統。陣列合成的方式對工藝的一致性也提出了挑戰。

由于半導體化合物襯底材料介電常數高,如何克服與高介電常數襯底相關的限制問題,如抑制表面波、克服介質引向性等也是一項挑戰。由于太赫茲頻段片上天線增益低,并且受介質引向性的影響輻射被引導到襯底中,一般采用半球形透鏡以實現太赫茲波的準直和聚焦輻射,但該方式使得太赫茲源體積龐大,系統笨重。因此,需要設計實現向上或側面輻射的太赫茲源。同時,表面波的存在使陣列振蕩源不易耦合,從而降低可空間功率耦合效率,因此,需要尋找方法來實現與大規模陣列的相互耦合。

在器件層面,太赫茲頻段RTD器件的精確表征和建模,特別是NDC區域的準確表征仍然是缺失的。開發精準的能夠表征NDC和PDR區域的器件模型,包括開發RTD器件的非線性大信號模型和小信號模型,對于輻射源的設計具有重要的意義。

7 結束語

太赫茲技術作為未來實現6G技術的關鍵技術之一,是實現未來高速通信、高精度定位追蹤以及通信感知一體化的重要技術途徑。RTD技術憑借其小型化、低功耗、易集成和可拓展的優勢,在未來6G技術應用中具有極大的市場需求。簡要介紹了RTD器件原理及結構、RTD源和探測器以及基于RTD實現的太赫茲雷達和通信系統,并對目前的挑戰和未來的發展方向做了簡要剖析?？梢灶A見,隨著工藝技術以及設計技術的成熟,RTD技術將在未來6G技術中發揮重要的作用。