高壓大容量儲能功率轉換系統的拓撲結構比較

吳傳平，周天念，周特軍，肖華根，謝 瑤，朱鴻章

（1.國網湖南省電力有限公司防災減災中心，湖南 長沙 410100；2.湖南科技大學 信息與電氣工程學院，湖南 湘潭 411201；3.長沙理工大學 電氣與信息工程學院，湖南 長沙 410114）

0 引言

隨著新能源發電裝機容量的比例不斷提高，利用儲能電池抑制新能源發電的隨機波動性已成為國內外新能源發電領域的焦點。其中，功率轉換系統（power conversion system，PCS）是儲能系統的核心部件，其不僅決定了儲能系統輸出電能質量和動態特性，也影響著電池使用壽命［1］。在功率級數方面，PCS 可分為單級和雙級；在拓撲方面，可用于10 kV及以上配電網的兆瓦級大容量儲能PCS主要有變壓器升壓型變流器并聯結構、H 橋鏈式多電平變流器、模塊化多電平變流器（modular multilevel converter，MMC）等方案［2?3］。

變壓器升壓型變流器并聯結構的優點是技術上容易實現，易擴容，儲能直流電與電網交流電實現電氣隔離，可防止電流直流分量進入交流電網；其缺點是體積較大，多個并聯子系統之間易引發并聯穩定性問題，系統總效率較低。早期儲能PCS 由于開關器件的限制以及鉛酸電池較低的充放電倍率和能量密度，多采用變壓器移相多重化逆變技術實現［4］。H橋鏈式多電平變流器結構的優點是易于實現模塊化，無隔離變壓器，體積較小，重量較輕，效率較高，成本較低，將儲能電池組并聯接入H 橋鏈式多電平變流器的直流電容兩端可以實現對巨量電池的“分割管控”，避免環流，安全性較高，電池管理系統的復雜性降低；其缺點是拓撲結構及控制系統較復雜，存在共模電流，相間橋臂需要電池荷電狀態（state of charge，SOC）均衡控制［5］。文獻［6?7］提出了H 橋鏈式多電平變流器拓撲結構在電池儲能系統的應用研究，驗證了功率控制和相內、相間的均衡控制。文獻［8?9］對其主電路設計、功率控制、冗余控制和SOC均衡進行了研究，并指出不經過工頻變壓器而把儲能系統直接接入中壓電網，減小了損耗并降低了成本，該結構單機容量可達10 MW 以上，易于實現儲能系統的大容量化。文獻［10］針對H橋鏈式多電平變流器相間SOC 不均衡問題，提出了一種結合零序電壓和負序電壓注入的新型復合SOC 均衡控制策略，兼顧了儲能裝置的輸出性能、相間SOC均衡能力和電能質量控制。MMC 的優點是易于實現模塊化，無隔離變壓器，體積較小，重量較輕，效率較高，成本較低，具有公共直流母線，適用于高壓大容量儲能系統；其缺點是拓撲結構及控制系統較H 橋鏈式多電平變流器拓撲結構更復雜，相間橋臂和上、下橋臂之間都需要SOC 均衡控制［11］。文獻［12?13］對比分析了MMC 集中布置儲能電池、分散布置儲能電池以及級聯H 橋電池儲能系統（cascaded H bridge based battery energy storage system，CHB-BESS）的性能，指出MMC 分散布置儲能電池效率最優，CHB-BESS效率次之，MMC 公共直流母線上集中布置儲能電池效率最低。文獻［14］對MMC 型電池儲能系統（modular multilevel converter based battery energy storage system，MMC-BESS）的功率控制、模塊均衡、橋臂均衡、相間均衡以及均衡增益的限制進行了分析和仿真。文獻［15］對兩級式MMC-BESS 的調制、功率控制、電池均衡和冗余控制進行了研究。文獻［16］提出了一種基于MMC 的超導磁儲能系統拓撲結構，該結構中的儲能電池斬波器由多個子模塊串聯構成，可隨MMC 擴展至多種電壓等級和功率等級，且能均衡各子模塊的電容電壓。

綜上所述，現有關于高壓大容量儲能PCS 的研究主要集中在控制策略方面，關于拓撲結構的研究很少，且僅進行了部分定性分析，未對3 種主要的高壓大容量儲能PCS 的拓撲結構進行全面的定量分析［17］。為了選擇合理的高壓大容量儲能PCS拓撲結構，本文對變壓器升壓型變流器并聯結構、H 橋鏈式多電平變流器、MMC 方案下的PCS 拓撲結構進行了理論與仿真比較研究。

1 變壓器升壓型高壓直掛儲能PCS

變壓器升壓型高壓直掛儲能PCS包括單級式變壓器升壓型PCS 和雙級式變壓器升壓型PCS。其中，單級式變壓器升壓型PCS 通過預充電電路將儲能電池接入三相脈寬調制（pulse width modulation，PWM）功率轉換器直流側，其結構見附錄A 圖A1；雙級式變壓器升壓型PCS 通過雙向DC／DC 變流器將儲能電池接入三相PWM 功率轉換器直流側，其結構見附錄A 圖A2。相對單級式變壓器升壓型PCS，雙級式變壓器升壓型PCS可以有效抑制電池側二次脈動電流。

設絕緣柵雙極型晶閘管（insulated gate bipolar transistor，IGBT）模塊的單價為SIGBT，10 kV／380 V變壓器的單價為ST，濾波電感的單價為SL，直流側電解電容的單價為SC；儲能系統的總容量為Pt，單臺PCS的容量為Ps。單級式變壓器升壓型PCS包含NT1臺變壓器、NIGBT1臺IGBT、NL1臺濾波電感和NC1臺直流側電解電容，NT1、NIGBT1、NL1、NC1的表達式見附錄A式（A1）。單級式變壓器升壓型PCS 的材料成本SSUM1為：

同理，雙級式變壓器升壓型PCS 結構包含NT2臺變壓器、NIGBT2臺IGBT、NL2臺濾波電感和NC2臺直流側電解電容，NT2、NIGBT2、NL2、NC2的表達式見附錄A 式（A2）。雙級式變壓器升壓型PCS 的材料成本SSUM2為：

2 H橋鏈式高壓直掛儲能PCS

H 橋鏈式高壓直掛儲能PCS 中，每個功率轉換模塊包括單級式H 橋鏈式PCS 和雙級式H 橋鏈式PCS。單級式H 橋鏈式PCS 拓撲結構如附錄A 圖A3所示。雙級式H 橋鏈式PCS 通過附錄A 圖A2 虛線框所示雙向DC／DC 變流器將儲能電池接入單相PWM 功率轉換器直流側，其他部分的電路結構與附錄A圖A3相同。

H 橋鏈式高壓直掛儲能PCS 的功率轉換模塊還可由單相全橋變流器改為單相半橋變流器，使每個功率轉換模塊的IGBT 數量降低一半。但單相半橋變流器的直流側電壓利用率只有單相全橋變流器的一半。在此，只分析單相全橋功率轉換模塊結構的H橋鏈式高壓直掛儲能PCS。

令交流母線電壓為UT_ac，單級式H 橋鏈式PCS的拓撲結構包含NIGBT3臺IGBT、NL3臺濾波電感以及NC3臺直流側電解電容，NIGBT3、NL3、NC3的表達式為：

單級式H橋鏈式PCS的材料成本SSUM3為：

式中：Udc為直流電壓。同理，由雙級式H橋鏈式PCS的拓撲結構包含NIGBT4臺IGBT、NL4臺濾波電感以及NC4臺直流側電解電容，NIGBT4、NL4、NC4的表達式分別為：

雙級式H橋鏈式PCS的材料成本SSUM4為：

3 MMC型高壓直掛儲能PCS

在MMC 型高壓直掛儲能PCS 中，每個功率轉換模塊包括單級式MMC型PCS和雙級式MMC型PCS。單級式MMC 型PCS 結構如附錄A 圖A4 所示。雙級式MMC 型儲能PCS 通過附錄A 圖A2 虛線框所示雙向DC／DC 變流器將儲能電池接入單相PWM 功率轉換器直流側。

單級式全橋MMC型PCS的材料成本SSUM5為：

同理，雙級式全橋MMC 型PCS 中包含NIGBT6臺IGBT、NL6臺濾波電感和NC6臺直流側電解電容，NIGBT6、NL6、NC6的表達式為：

雙級式全橋MMC型PCS的材料成本SSUM6為：

同理，單級式半橋MMC 型PCS 的材料成本SSUM7為：

雙級式半橋MMC型PCS的材料成本SSUM8為：

4 不同拓撲結構的PCS比較分析

為了選擇符合工程實際應用的最佳儲能PCS拓撲結構，本文從系統可靠性、系統損耗、系統成本以及輸出電流質量4 個角度，比較研究兆瓦級大容量儲能系統拓撲結構。為了便于比較，所有拓撲結構中的功率開關器件均采用相同廠家和型號的IGBT，功率開關器件為常用的800 A 雙管IGBT 模塊，直流側電壓Udc為800 V，額定工作電流為300 A，開關頻率均為f，交流濾波電感型號為300 A／0.7 mH，功率模塊中直流電容型號為12 000 μF／450 V 的單位電容器，大容量儲能PCS 的交流側額定電壓為10 kV，儲能系統的總容量Pt為9 MW。

4.1 PCS的可靠性分析

影響系統可靠性的關鍵是主電路拓撲及所選器件的可靠性。對于雙級式PCS，每個功率轉換模塊包括逆變側的器件以及直流側Buck-Boost 電路所含有的器件，其可靠性由所含有的IGBT、二極管以及電容器共同決定［17］。

定義逆變側IGBT、二極管的可靠性分別為R1、R2，直流側IGBT、二極管的可靠性分別為R3、R4，電解電容器的可靠性為R5；H 橋鏈式結構和MMC 結構的每個模塊逆變側有4 個IGBT 及反并聯二極管，直流側有2 個IGBT 及反并聯二極管，同時還有1 個電容器。由此可以得到雙級式H 橋鏈式PCS中功率模塊j的可靠度RHj(t)為：

同理，得到雙級式全橋MMC 型PCS 中功率模塊j的可靠度RMj(t)為：

可靠性參數Ri(t)一般服從指數分布。Ri(t)表達式為：

式中：αi為第i種電力電子器件的失效率；時間t的單位為a。

因此，可以將雙級式H 橋鏈式PCS 和雙級式全橋MMC 型PCS 中單個H 橋功率模塊的總可靠度RHU(t)統一表示為：

則基于k/m(G)評估模型的冗余度為k/m（m為PCS 中每鏈支路所含功率模塊個數，k為PCS 中每鏈支路所含冗余功率模塊個數）、每鏈支路含m個功率模塊的雙級式H 橋鏈式PCS 和雙級式全橋MMC 型PCS的總可靠度Rsys( )

t可統一表示為：

式中：p為PCS 所含鏈式個數，雙級式H 橋鏈式PCS中p=3，雙級式全橋MMC型PCS中p=6。

系統平均無故障時間θsys( )t與可靠度間關系為：

故基于k/m(G)評估模型的冗余度為k/m、電平數為2（m-k）+1 的雙級式H 橋鏈式PCS 的平均無故障時間θHsys(t)和雙級式全橋MMC 型PCS 的平均無故障時間θMsys(t)分別為：

同理，由式（14）、（16）可得雙級式半橋MMC 型PCS中單個半橋功率模塊的總可靠度R0.5HU( )

t為：

則基于k/m(G)評估模型的冗余度為k/m、電平數為2（m-k）+1 的雙級式半橋MMC 型PCS 的平均無故障時間θ0.5Msys(t)為：

為使分析結果具有可比性，假定變壓器升壓型PCS并聯系統的容量、IGBT數量、功率模塊冗余度與H 橋鏈式PCS 保持一致。則由H 橋鏈式PCS 和變壓器升壓型PCS的拓撲結構，可得變壓器升壓型PCS并聯系統中功率模塊數量m'與冗余模塊數量k'分別為：

由于變壓器的可靠性遠高于IGBT、二極管、電容等器件，其失效率對PCS 總可靠性的影響可以忽略。變壓器升壓型PCS 的每個模塊逆變側有6 組IGBT及反并聯二極管，直流側有2組IGBT及反并聯二極管，同時還有1 臺電容器，則可得到變壓器升壓型PCS中單個功率模塊的總可靠度RTU(t)為：

則基于k/m(G)評估模型的冗余度為k/m、總功率模塊數為2（m-k）的變壓器升壓型PCS 并聯系統的總可靠度RTsys(t)為：

變壓器升壓型PCS 并聯系統中PCS 所含功率模塊總個數、所含冗余功率模塊個數、所含鏈式個數分別為2m、2k、1。則可得到變壓器升壓型PCS 并聯系統的平均無故障時間θTsys(t)為：

由式（19）、（21）、（25）中θHsys(t)、θMsys(t)、θ0.5Msys(t)、θTsys(t)可知，當PCS 并聯系統的容量及其功率模塊冗余度一致時，無論αi如何變化，式（26）總成立。

由上述分析可知：當PCS 的系統容量及其功率模塊冗余度一致時，變壓器升壓型PCS可靠性最高；當PCS 輸出電壓的電平數相同時，H 橋鏈式PCS 可靠性略高于雙級式半橋MMC 型PCS，雙級式半橋MMC型PCS可靠性高于雙級式全橋MMC型PCS。

4.2 PCS的材料成本分析

上述8 種10 kV 高壓大容量儲能PCS 拓撲結構的材料成本函數及代入相關參數后的成本表達式可見附錄A 式（A3）、（A4）。為便于比較成本，可根據各種器件的市場價格進行等價折算，將其他器件的單位成本統一折算為IGBT成本，成本折算關系式為：

式中：k1為PCS 中隔離變壓器與IGBT 模塊的成本之比；k2為PCS 中低壓交流濾波電感與IGBT 模塊的成本之比；k3為PCS 中高壓交流電抗器與IGBT 模塊的成本之比；k4為PCS 中子功率模塊直流側電容與IGBT模塊的成本之比；SLL為PCS中低壓交流濾波電感成本。當器件單位成本折算系數按市場價格確定后，則不同拓撲結構PCS 系統的總成本均為以IGBT單位成本為變量的函數，如式（28）所示。

根據式（28）可得表1 所示的器件單位成本折算系數與各種拓撲結構PCS的材料成本對應關系。表中：k5、k6分別為PCS 中隔離變壓器與IGBT 模塊的功率損耗之比、交流濾波電感與IGBT 模塊的功率損耗之比；ΔPIGBT為IGBT的單位功率損耗；ΔPSUM1—ΔPSUM8為上述分析的8 種高壓大容量儲能PCS 拓撲結構的功率損耗。由表可知，對于單級式或雙級式結構，H橋鏈式PCS 的材料成本最低，MMC 型PCS 的材料成本次之，變壓器升壓型PCS 并聯系統的材料成本最高。

4.3 PCS的損耗分析

上述8 種10 kV 高壓大容量儲能PCS 拓撲結構的損耗計算函數見附錄A 式（A5）。同理，為比較功率損耗大小，其他器件的單位功率損耗統一等價折算為IGBT 的單位功率損耗。各類器件的單位功率損耗折算關系式如式（29）所示，并將相關參數代入附錄A 式（A5），則不同拓撲結構PCS 的功率總損耗均為以IGBT 單位功率損耗為變量的函數，功率損耗表達式如式（30）所示。

式中：ΔPT、ΔPL分別為變壓器、濾波電感的單位功率損耗。根據產品手冊確定各器件單位功率損耗折算系數后，由式（30）得到器件單位功率損耗折算系數與各拓撲結構PCS 的功率損耗對應關系如表1 所示。由表可知，H 橋鏈式PCS 的功率損耗最低，半橋MMC 型PCS 的功率損耗次之，變壓器升壓型PCS 并聯系統的功率損耗最高。

4.4 PCS的輸出電能質量分析

在電網電壓一定的條件下，儲能PCS 的輸出電流諧波特性取決于交流濾波電感兩側的諧波電壓差和濾波電感值的大小。而濾波電感值的選取屬于參數設計范疇，因此當電感值一定時，選擇儲能PCS的輸出電平數量直接決定其輸出電流諧波特性。

無論哪種拓撲結構，當其電壓等級和容量相同時，按各等效功率模塊的輸出電壓相等進行等效，則等效功率模塊的數量一致。因此，通過分析相同數量的單相電路等效功率模塊所需器件及其產生的電平數量，可以比較分析不同拓撲結構在相同材料成本下的輸出電流特性優劣。

根據上述比較分析，設單相PCS 中每鏈支路的等效功率模塊數量為N時，變壓器升壓型PCS、H 橋鏈式PCS、全橋MMC 型PCS、半橋MMC 型PCS 的輸出電平數量與功率開關器件數量的關系見附錄A表A1。

在實際工程中，兆瓦級高壓大容量儲能系統中的PCS 所含H 型全橋功率模塊總數在6 塊以上。因此，由表A1可知：當總的等效功率模塊數量相同，即儲能PCS 容量相等，且交流側濾波電感的濾波效果一致時，H 橋鏈式PCS 和半橋MMC 型PCS 拓撲結構的單位功率模塊產生的輸出電平數量最多，其輸出電流特性最好，全橋MMC 型PCS 拓撲結構次之，變壓器升壓型PCS的輸出電流特性最差。如果要求儲能電池電流紋波可控，則選擇雙級式H 橋鏈式PCS和半橋MMC 型PCS 為最佳方案。附錄A 表A1 中的2N、4N等表示等效功率模塊數量為N時不同拓撲結構所含IGBT、直流電容等器件的數量，當應用于半橋型功率子模塊時，上述與N的數量關系可由圖A2 —A4 所示拓撲結構及半橋型功率子模塊結構確定。

除此之外，當獲得相同電平數時，半橋MMC 型PCS 的功率模塊控制電路與交流側濾波器數量比H橋鏈式PCS 多一倍；MMC 型PCS 的上、下橋臂電流存在以直流分量為主的環流，易引起電感飽和、降低可輸出電流容量，而H 橋鏈式PCS 拓撲結構不存在該缺點。

根據上述工作可靠性、單位容量投資成本、系統損耗、輸出電流質量等4 個方面的比較分析可知：H橋鏈式PCS和半橋MMC 型PCS是10 kV 大容量儲能PCS的較優方案。

5 仿真建模與分析

5.1 仿真模型

變壓器升壓型PCS 拓撲結構、H 橋鏈式PCS、全橋MMC型PCS、半橋MMC型PCS的拓撲結構都具有單級式和雙級式2種方案，且2種方案之間僅差一級雙向DC／DC 變流器，用戶可根據儲能電池對電流紋波的要求及成本可接受度選擇單級式或雙級式；但逆變器部分為必要結構，故在此僅比較逆變器部分的性能指標。

10 kV 側三相負載為：每相負載由2 Ω 串聯8 mH 電感組成，通過補償無功功率來檢驗PCS 輸出電流質量。10 kV／6 MW 大容量儲能PCS 的仿真方案及參數見附錄A表A2。

5.2 仿真結果

5.2.1 方案Ⅰ：變壓器升壓型PCS并聯方案

該仿真模型由24 臺經變壓器升壓的儲能PCS在升壓變壓器10 kV 側并聯而成。有功功率和無功功率給定值除以PCS 并聯臺數得到單臺PCS 的有功功率和無功功率參考值，進而計算得到相應的有功電流和無功電流參考值；然后采用電流閉環控制策略控制每臺變壓器升壓型儲能PCS的輸出電流。

方案Ⅰ的仿真結果如圖1所示。圖中：ia、ib、ic為儲能PCS 的三相輸出電流；ua為儲能PCS 的單相輸出電壓。由圖可知，每個子功率模塊的直流側電壓即為PCS 的直流側電壓，PCS 的單相橋臂中點輸出電壓諧波分量較大，需要較大的濾波電感以控制輸出電流的畸變率在合理范圍內。

圖1 變壓器升壓型PCS仿真波形Fig.1 Simulative waveforms of transformer step-up type PCS

5.2.2 方案Ⅱ：全橋MMC型PCS方案

該仿真模型中的每相全橋MMC 電路包括上、下2 個對稱橋臂，上、下2 個橋臂各由8 個全橋H 型逆變模塊級聯而成，上、下2 個對稱橋臂均通過0.7 mH濾波電感與第3個0.7 mH濾波電感連接，然后經第3個0.7 mH 濾波電感連接至10 kV 電網。該PCS 采用雙閉環控制策略，外環為電壓控制環，內環為電流控制環；調制策略采用載波移相控制。方案Ⅱ的仿真結果如圖2 所示。由圖可知，全橋MMC 型PCS 的單相橋臂中點輸出電壓的波形畸變率小，只需較小濾波電感就能保證輸出電流的畸變率滿足要求。

圖2 全橋MMC型PCS方案仿真波形Fig.2 Simulative waveforms of full-bridge MMC-type PCS

5.2.3 方案Ⅲ：半橋MMC型PCS方案

該仿真模型中的每相半橋MMC 電路包括上、下2 個對稱橋臂，上、下2 個橋臂各由8 個半橋逆變模塊級聯而成，上、下2個橋臂均通過0.7 mH 濾波電感與第3 個0.7 mH 濾波電感連接，第3 個0.7 mH 濾波電感連接至10 kV 電網。該PCS 采用雙閉環控制策略，外環為電壓控制環，內環為電流控制環；調制策略采用載波移相控制，同相電路上、下橋臂的相同序號子功率模塊的載波信號相差22.5°。仿真結果如圖3 所示。由圖可知，半橋MMC 型PCS 的單相橋臂中點輸出電壓的波形畸變率小，只需較小濾波電感即可保證輸出電流的畸變率滿足要求。

圖3 半橋MMC型PCS方案仿真波形Fig.3 Simulative waveforms of half-bridge MMC-type PCS

5.2.4 方案Ⅳ：H橋鏈式PCS方案

該仿真模型中的每相H 橋鏈式電路由16 個H全橋逆變模塊級聯而成，三相H 橋鏈式電路采用星形聯結方式，交流側經0.7 mH濾波電感連接至10 kV電網。該PCS 采用雙閉環控制策略，外環為電壓控制環，內環為電流控制環，且調制策略采用載波移相控制。仿真結果如圖4 所示。由圖可知，H 橋鏈式PCS 的單相橋臂中點輸出電壓的波形畸變率小，只需較小濾波電感即可保證輸出電流的畸變率滿足要求。

圖4 H橋鏈式PCS方案仿真波形Fig.4 Simulative waveforms of H-bridge chain PCS

5.3 仿真結果分析

根據仿真結果數據及前面的材料總成本換算公式，得到4 種高壓大容量儲能PCS 方案的交流輸出電流諧波含量及材料成本等參數如表2 所示。表中：S4500V-IGBT、S2500V-IGBT、S1700V-IGBT、S1400V-IGBT分別為額定電壓為4 500、2 500、1 700、1 400 V 和額定電流為800 A的IGBT 價格；iaTHD、ibTHD、icTHD分別為儲能PCS 的三相輸出電流的總諧波含有率。

表2 10 kV／5 MW儲能PCS輸出電流諧波含量及材料成本Table 2 Harmonic content of output current of 10 kV／5 MW energy storage PCS and material cost

由于4 種典型高壓大容量儲能PCS 拓撲結構中的IGBT 電流大小相同，則額定電壓等級越高的IGBT 越 貴，即S4500V-IGBT＞S2500V-IGBT＞S1700V-IGBT＞S1400V-IGBT。由表2可知，當4種典型高壓大容量儲能電池PCS的輸出電流質量基本相同時，綜合考慮PCS 的交流輸出電流質量、系統總成本和體積等方面，H 橋鏈式PCS 方案和半橋MMC 型PCS 方案較優，與理論分析結果基本一致。

6 結論

本文從工作可靠性、材料成本、功率損耗、輸出電流質量等方面，對變壓器升壓型PCS、H 橋鏈式PCS、全橋MMC 型PCS、半橋MMC 型PCS 拓撲結構進行了理論比較分析和仿真驗證，結果表明：上述4 種拓撲結構中，H 橋鏈式PCS 和半橋MMC 型PCS在構建10 kV 兆瓦級高壓大容量儲能PCS 時具有較優的綜合性能指標。具體結論主要有：

1）當PCS并聯系統的容量及其功率模塊冗余度一致時，變壓器升壓型PCS 的可靠性最高，H 橋鏈式PCS次之，全橋MMC型PCS最低；

2）H 橋鏈式PCS 的總成本最低，半橋MMC 型PCS 的總成本次之，變壓器升壓型PCS 的總成本最高；

3）H 橋鏈式PCS 與半橋MMC 型PCS 的總損耗最低，全橋MMC 型PCS 的總損耗次之，變壓器升壓型PCS的總損耗最高；

4）當等效功率模塊總數相同，即儲能PCS 容量相等，且交流濾波電感的電感值一致時，H 橋鏈式PCS 與半橋MMC 型PCS 的輸出電壓電平數量最多，輸出電流特性最好，全橋MMC 型PCS 結構次之，變壓器升壓型PCS 的變流器輸出電流特性最差，但是由于升壓變壓器的繞組相當于電感，特別是低壓側采用三角形接法時，升壓變壓器對諧波電流也具有較好抑制效果。

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