基于小波變換的錨桿錨索測力儀設計

吳士濤 ，鄒 坤 ，楊 婕 ，張晶晶 ，趙玉斌 ，湯建泉 ，王曉明

（1.山東科技大學 智能裝備學院，山東 泰安 271000；2.山東科技大學 電氣與自動化工程學院，山東 青島 266000；3.山東科技大學 采礦工程學院，山東 泰安 271000；4.泰安市泰山智誠自動化軟件有限公司，山東 泰安 271000）

在采煤工作面的開采過程中，由于煤層采場的推進，煤層會因壓力值的變化發生塑性形變，常發生冒頂、沖擊地壓等事故[1-2]。因此需實時準確監測煤層壓力值的變化，并作出準確預警，避免事故發生，顯得至關重要。

隨著檢測技術與傳感技術的發展，機械式或電信號傳感技術日益成熟，成為目前巷道主要的礦壓監測手段。文獻[3]設計一種新型錨桿錨索測力儀，利用電阻應變片及應變儀，監測錨桿在受力過程中的應變值變化；文獻[4]設計的YHY-60型礦用液壓支架測力儀和FCH64/0.5 型礦用手持采集器，通過紅外抄取壓力數據；文獻[5]研發的礦用光纖光柵測力儀和礦壓監測軟件通過光纖傳輸實現巷道礦壓的在線監測。但上述測力儀對煤層受動壓力進行測量時，產生的感應電壓信號都會受井下電磁干擾作用而產生的干擾信號，導致傳感器的數據準確性與可靠性降低，因此需要對其中的干擾信號進行濾除，得到較為純凈的電壓信號。

自1986 年以來，小波分析獲得越來越廣泛的應用，尤其是在噪聲消除、圖像處理、故障診斷和特征信號的提取等方面，基于此，設計以HC32L176KATA 為主控芯片的錨桿錨索測力儀[6]，采用Symlet8（sym8）小波基函數，對含噪聲的電壓信號進行降噪處理[7-12]，提高測力儀數據的準確性與可靠性。

1 整體設計方案

測力儀結構原理框圖如圖1。

圖1 測力儀結構原理框圖Fig.1 Block diagram of dynamometer structure

測力儀選用國產基于ARM@ Cortex-M0+ 內核架構的華大九天HC32L 系列處理器為核心，傳感器外部貯存電路板的腔體空間有限，設計較為簡單，除主控部分外，還有電源模塊，A / D 信號采集轉換模塊，RS485 通信模塊。為了提高傳感器穩定性、可靠性,以及保證接統能夠正常工作，對傳感器采集的原始信號，人為的添加高斯白噪聲，得到含噪信號，利用小波變換去除噪聲，進而得到準確的壓力值；通過Matlab，對導入的數據進行仿真測試，確定小波基函數、分解層數、小波閾值及閾值函數，記錄關鍵參數，利用Keil5對測力儀每個模塊，進行代碼編寫。

2 測力儀硬件電路

測力儀硬件電路原理圖如圖2。

圖2 測力儀硬件電路原理圖Fig.2 Dynamometer hardware circuit schematic

2.1 主控芯片最小系統

最小系統如圖2 中T1部分。最小系統包括主控芯片、電源濾波電路、復位電路、Boot 電路、SWD 下載電路、短接初始化電路。

測力儀的主控芯片采用國產華大九天HC32L176KATA-LQFP64 單片機，該芯片可工作在-40～85 ℃環境下，因此符合井下工作。該芯片具有豐富的片內和外設資源，內存上具有512 K字節的Flash 存儲和16 K 字節的RAM 存儲，系統頻率高達48 MHz,包含4 路UART 標準接口、2 路LPUART 低功耗通信，2 路SPI 標準通信，2 路I2C 標準通信，模數轉換的30 路輸入通道。

測力儀除最小系統外，還有其他2 部分硬件電路模塊組成，包括AD 采集轉換電路，485 通信電路，因此對HC32L176 芯片IO 口資源分配，主控芯片資源分配情況見表1。

表1 主控芯片資源分配情況Table 1 Resource allocation of main control chip

2.2 DCDC 降壓電路

DCDC 降壓電路如圖2 中T2部分。

根據測力儀井下供電的方式及大小，以及芯片的供電范圍，選擇MP2315S 降壓同步整流芯片，該芯片最大輸入電壓24 V，最大輸出電流3 A，開關頻率500 kHz。礦用本安型18 V 電源接入測力儀，D1為TVS 管吸收輸入電源的浪涌電壓，C6、C7、C8為輸入電容，其中C6作為備用，一同接入到芯片的1 號輸入電壓引腳。6 號腳為使能引腳，處于高電平時芯片處于工作狀態，可通過電阻R7上拉至輸入電壓。7 號腳為偏置供應引腳，內部是1 個線性穩壓器，給芯片內部的邏輯電路供電，通過電容C9接地。因此將其接地，使芯片工作在異步整流的輕載模式。3 號腳為芯片的開關電源PWM 輸出引腳，連接電感L1，輸出電容C12、C13、C14，其中C14作為備用，同時電感與電容共同構建了輸出電壓的濾波網絡。5 號腳為自舉升壓引腳，通過R8、C10搭建自舉升壓網絡，連接到3 腳，產生高壓驅動內部的mos 管。8 號腳為芯片的反饋引腳，輸出電壓為5 V，通過查看芯片手冊可知，R10、R11的值為40.2、7.5 kΩ，額外加入C11、R9調節環路穩定性。

要求輸入電壓紋波 ΔVIN小于500 mV，輸出的電流IOUT在1 A 左右。根據芯片手冊上的輸入電容容值計算公式得到，輸入電容容值CIN大于15 μF，因此C7選擇容值為22 μF，耐壓值大于18 V，材質是X5R 的陶瓷電容，C8作為旁路電容，濾除輸入電源的高頻干擾。輸入電容的容值計算為：

式中： ΔVIN為輸入電壓紋波，V；IOUT為輸出電流，A；FSW為芯片的開關頻率，kHz；CIN為輸入電容容值，F；VOUT為輸出電壓，V；VIN為輸入電壓，V。

用示波器接入輸入電容C26處，觀察輸入電壓紋波在400 mV，滿足設計要求，輸入電壓紋波如圖3。

圖3 輸入電壓紋波Fig.3 Input voltage ripple

電感的選型同樣會影響輸出電壓紋波，電感感值越大紋波就越小，但也不是越大越好，確定合適電感值關鍵是將電感中的峰峰紋波電流值限定在最大輸出電流的30%到60%，即 ΔIL在0.9 A到1.8 A 之間，根據芯片手冊上的電感感值計算公式得到，電感感值L1在3.24 μH 到6.48 μH 之間。電感感值計算公式為：

式中：L為電感感值，H；VOUT為輸出電壓，V；FSW為芯片的開關頻率，kHz； ΔIL為峰峰紋波電流值，A；VIN為輸入電壓，V。

另外流過電感的電流要小于電感的飽和電流ISAT，根據芯片手冊上的電感飽和電流計算公式得到，飽和電流ISAT要大于4.5 A，因此選擇電感值為4.7 μH，直流等效電阻30 mΩ，飽和電流為6 A的屏蔽式電感。電感飽和電流計算公式為：

式中：ISAT為電感飽和電流，A；IOUT為輸出電流，A；VOUT為輸出電壓，V；L為電感感值，H；VIN為輸入電壓，V。

要求輸出電壓紋波小于100 mV，根據芯片手冊上的輸出電容容值計算公式得到輸出電容容值COUT大于15 μF，但最大輸出電容容值COUT_MAX不超過50 μF，因此C12、C13選擇容值為22 μF，材質同樣為X5R 的陶瓷電容。輸出電容的容值計算公式為：

式中： ΔVOUT為輸入電壓的紋波，V；VOUT為輸出電壓，V；FSW為芯片的開關頻率，kHz；L為電感感值，H；COUT為輸出電容容值，F。

最大輸出電容容值計算公式為：

式中：COUT_MAX為最大輸出電容容值，F；ILIM_AVG為軟啟動時的平均電流，A；IOUT為輸出電流，A；Tss為軟啟動時間，s；VOUT為輸出電壓，V。

用示波器接入輸出電容C13處，觀察輸出電壓紋波在80 mV，滿足設計要求，輸出電壓紋波如圖4。

圖4 輸出電壓紋波Fig.4 Output voltage ripple

2.3 485 通信電路

通信電路如圖2 中T3部分。

面對井下較為復雜的環境，各個傳感器節點之間存在很高的共模電壓，485 通信雖是采用差分信號傳輸，但當共模電壓超過RS-485 的承受極限電壓，即超過12 V 或小于-7 V，接收器就無法正常工作，因此為保證測力儀信號傳輸的穩定性，提高抗干擾能力，同時考慮成本，采用DCDC 隔離電源將系統電源與RS-485 收發芯片電源隔離，通過光耦將傳輸信號隔離，從而消除共模電壓影響。在485 通信收發芯片處，把芯片2 號接收使能引腳與3 號發送使能引腳連接在一起，一同連接到N 溝道場效應管的漏極上，構成自動切換收發的RS-485 電路。當發送端高電平時，mos 管導通，芯片的2 號腳和3 號腳接地，進入接收模式；相反，發送端低電平時，mos 管關斷，芯片的2 號腳和3 號腳上拉至高電平，進入發送模式。在測力儀與通信電纜的接口處，對電路進行EMC 設計，G1為三端的氣體放電管組成第一級防護電路，抑制線路上的共模以及差模浪涌干擾，防止干擾信號通過通信電纜影響下一級電路。RT1、RT2為熱敏電阻組成第二級防護電路，保證氣體放電管能順利導通，泄放大能量必須增加此電阻進行分壓，確保大部分能量通過氣體放電管。TVS1、TVS2、TVS3為瞬態抑制二極管組成的第三級防護電路，同樣消除浪涌干擾。

2.4 信號采集放大電路

信號采集放大電路設計如圖2 中T4部分。

輸入電源18 V 經DCDC 降壓變換為5 V，5 V再經低噪聲LDO 電壓調節芯片LP5907MFX-1.8/NOPB，輸出1.8 V 電壓給彈性體以及運放芯片供電，當壓力發生變化時，彈性體應變片也發生形變，從而阻值改變，根據惠斯通電橋原理，應變片兩端的電壓也發生相應的變化，輸出0 到2 mV電壓信號。因此需要進行放大處理，運放芯片選用TI 公司的高精度低噪聲運算放大器TLV333IDBVR，采用差分放大的方式，將信號放大470 倍，再經過RC 濾波，信號輸入至主控芯片ADC 采集管腳，為了提高ADC 轉換的精度，ADC 基準電壓源使用外掛的基準電壓芯片ADR5040A，輸出2.048 V 電壓至主控芯片的外部基準電壓引腳。同時選用低溫漂10×10-6參數的放大電阻，抑制由溫度引起的放大倍數漂移。

3 測力儀軟件程序

3.1 主程序設計

主程序流程圖如圖5。

圖5 主程序流程圖Fig.5 Main program flow chart

上電后，讀取Flash 存儲程序，系統初始化包括看門狗初始化、Flash 初始化、系統各參數變量初始化、485 串口通信的整體初始化、ADC 全局變量的初始化、ADC 端口的初始化、ADC 采集模式配置初始化、定時器Timer3 的初始化、RTC 初始化，配合PB03 管腳短接恢復出廠設置，設置初始化標志位，將PB03 配置為輸出高電平，系統上電時，首先判斷標志位是否正確，再檢測PB03 引腳的電平狀態。各部分初始化完成后，ADC 開始預采集處理，系統定時器Timer3 開始運行，定義系統任務結構體，在不同的時間間隔內先后執行輪詢485 通信狀態、ADC 采集、系統抗干擾、喂狗、刷新抗干擾函數、開啟485 通信接收中斷，依次循環進行。

3.2 485 通信程序

485 通信程序設計如圖6。

圖6 485 通信流程圖Fig.6 Communication flow chart

在系統初始化中其中對485 串口通信的整體初始化，開啟接收中斷，進入接收中斷服務函數，判斷數據接收是否完成，清除接收中斷標志位，接收數據字節，把緩存寄存器中的數據放入變量數組中，獲取串口通道通信狀態，是否有接收幀錯誤標記，繼續判斷接收報文的起始符。轉入485 通信狀態處理，進入485 接收處理，串口時間計數清零，關閉接收中斷，判斷接收是否溢出及報文其他字節是否正確。轉入485 通信狀態處理，進入485 接收數據分析處理，進行指令解析，讀取報文中的地址、系數、波特率、初值信息，設置地址、系數，調零和校準。再次轉入485 通信狀態處理，進入485 發送處理，將設置地址、系數、調零、校準成功或失敗的信息，還有獲取測力儀的實時數據一起發送到緩沖區等待發送，最后回到485 串口整體初始化，依次循環進行。

3.3 AD 采集轉換程序

AD 采集轉換程序設計如圖7。

圖7 AD 采集流程圖Fig.7 AD collection flow chart

對AD 采集中的全局變量進行初始化，其中變量包含AD 轉換計數、ADC 平均值計數、計算壓力的ADC 值、壓力值、先前壓力值、當前壓力值。ADC 端口初始化，ADC 配置初始化，開啟ADC 順序掃描采集，順序掃描轉換完成后，自動觸發DMA 讀取，將ADC 數據寄存器中數據轉運到Flash 中，對存儲的數據源進行小波降噪處理，具體實現過程在下一節中說明。得到的降噪數據再進行冒泡排序、算術平均濾波，將濾波后的數據轉換為壓力值，并進行后續的誤差容忍處理、零值處理、極值處理，之后再次進入順序掃描采集，循環進行。

4 小波降噪處理

4.1 小波降噪Matlab 仿真

對要去噪的信號建立一維信號模型，可以用如下形式表示：

式中：f(n) 為含有噪聲的信號；s(n)為原始信號；g(n)為服從正態分布的高斯白噪聲；n為離散采樣點數。

針對含有噪聲的一維信號，選用小波閾值降噪的方法進行降噪。

原始信號的采樣點為2 000，加入高斯白噪聲，獲得信噪比為28.5 dB 的含噪信號f(n)；選擇對稱性較好的Sym8 小波基函數，進行5 層分解，得到各層近似分量和細節分量。含噪聲f(n)信號降噪分解公式如式（6）：

式中：j為尺度參數；k為平移參數；為j尺度下的近似分量；為j尺度下的細節分量；h2n-k為尺度濾波器分解系數；g2n-k為小波濾波器分解系數。

含噪信號如圖8，近似分量如圖9，細節分量如圖10。

圖8 含噪信號Fig.8 Signals containing noise

圖9 近似分量Fig.9 Approximate component

圖10 細節分量Fig.10 Detail component

對于含有噪聲的信號，其噪聲分量主要集中在小波分解后的細節分量中，上述小波基函數和分解層數確定情況下，還需要選擇合適的閾值的選擇規則及閾值函數，去除細節分量中的噪聲。選擇Sqtwolog 規則確定閾值門限T，閾值T選取公式如式（7）：

式中：T為閾值；N為信號的長度。

選擇軟閾值函數，對小波分解后的細節分量進行柔性處理，得到的細節分量整體連續性較好，從而使得處理后的信號不會存在附加震蕩，軟閾值下處理得到的細節分量公式如式（8）：

對一維信號進行重構，重構公式如式（9）：

利用小波分解得到的第5 層近似分量和經過閾值處理后的細節分量，進行一維信號重構，得到去噪后的信號，原始信號與去噪信號對比如圖11和圖12。

圖11 原始信號Fig.11 Original signal

圖12 去噪信號Fig.12 Denoised signal

計算去噪后信號的信噪比SNR 為43.7 dB，信噪比計算公式如式（10）：

式中：x(i) 為原始信號；(i)為去噪信號。

計算原始信號與去噪信號之間的均方根誤差RMSE 為1.25 ×10-5，均方根誤差計算公式如式（11）：

計算原始信號與去噪信號的波形相似系NCC為0.9，波形相似系數計算公式如式（12）：

4.2 小波降噪程序

首先使能RTC 時鐘，讀取其中秒的數據，并對數據進行適當調整生成所需要的隨機數，存放在一維數組s中，用來模擬高斯白噪聲；將DMA轉運到Flash 中的原始信號，存放在一維數組s1中；將生成的隨機數數組與原始信號數據相加得到含噪信號，存放在一維數組s2中。

小波基函數選取Sym8，那么對應的低通濾波器小波分解系數、高通濾波器小波分解系數、低通濾波器小波重構系數、高通濾波器小波重構系數，分別存放在一維數組LD、HD、LR、HR 中；定義整型分解的級數m和小波分解高頻系數的閾值T。

小波降噪程序由小波分解程序和小波重構程序組成。小波分解流程圖如圖13，小波重構流程圖如圖14。

圖13 小波分解流程圖Fig.13 Wavelet decomposition flowchart

圖14 小波重構流程圖Fig.14 Wavelet reconstruction flowchart

初始化小波分解中的各種變量，分配各層小波系數存放的長度，每一層小波分解后的序列長度由原信號的長度和濾波器的長度共同決定，存放長度計算公式如式（13）：

式中：L為各層小波系數存放的長度；S為原信號的長度；F為濾波器的長度。

第1 層分解時，分配小波分解的近似分量CA1、細節分量CD1，將含噪信號進行信號邊沿對稱延拓與抽取，分別與低通濾波器小波分解系數、高通濾波器小波分解系數相乘再相加，再對含噪信號進行延拓與抽取，與濾波器系數相乘再相加，得到小波分解的近似分量CA1、細節分量CD1數組結果。依此類推，每一層分解對信號的抽取是上1 層的近似分量，循環的次數取決于每一層分解后得到近似分量或細節分量的數組長度和濾波器長度。第5 層分解完后，將得到的小波分解的所有細節分量進行閾值處理。

將小波分解第5 層的近似分量CA5，以及經過各層分解閾值處理的細節分量CD1到CD5，分別與低通濾波器小波重構系數、高通濾波器小波重構系數相乘再相加，進行一維小波重構，得到去噪信號。

5 測力儀打壓測試

將測力儀放置在壓力實驗平臺下進行0～500 kN打壓測試，并分別在0、25、40 ℃環境下進行試驗，通過錨桿錨索調試工具上位機軟件進行設置讀取，測試連接示意圖如圖15。

圖15 測試連接示意圖Fig.15 Test connection diagram

測試步驟如下：

1）參數設置。設置串口號為COM3，設置波特率為1 200，校驗位為NONE，數據位選擇8，停止位選擇1。

2）調零。鼠標選中調零按鈕，地址設為01，通道設為01，校準值設為000000。

3）校準。鼠標選中校準按鈕，地址設為01，通道設為01，校準值設為250 600。

4）發送數據。鼠標選中獲取實時數據按鈕，進行相對于實際值的測試。測力儀試驗測量數據見表2。

表2 測力儀試驗測量數據Table 2 Experimental measurement data of dynamometer

通過試驗測量的數據來看，基于小波變換的錨桿錨索測力儀隨著實際壓力的增大，測量的誤差也逐漸增大，最大誤差為8.6 kN，達到企標規定的三級儀表精度，實際值與測量值誤差最大允許15 kN，采集可靠、數據傳輸穩定，滿足煤礦巷道圍巖應力的監測需求。

6 結 語

基于小波變換與HC32L176KATA 單片機設計了錨桿錨索測力儀。介紹了測力儀硬件電路和軟件程序，及小波降噪處理技術。錨桿錨索測力儀采用的小波變換算法處理含噪信號，是傳統濾波器所不能比擬的；通過Matlab 仿真與實際測試表明：小波變換可以有效地去除含噪信號中的干擾成分，提高了有用信號的采集精度，算法簡單，可靠性高。此外錨桿錨索測力儀選用國產華大單片機作為主控芯片，成本降低且供貨穩定，與485 通信、AD 采集配合，提高了測力儀傳輸的可靠性和采集精度。