基于回饋升壓逆變器的無刷直流電機寬速度范圍轉矩脈動抑制

李珍國 韓啟萌 賈益丞 常夢婷

基于回饋升壓逆變器的無刷直流電機寬速度范圍轉矩脈動抑制

李珍國 韓啟萌 賈益丞 常夢婷

（燕山大學電力電子節能與傳動控制河北省重點實驗室 秦皇島 066004）

無刷直流電機固有的轉矩脈動問題嚴重限制了其在諸多高精尖場合的應用，為此該文提出一種適用于寬速度范圍轉矩脈動抑制的回饋升壓逆變器拓撲及控制策略。在正常導通期間通過保持非換相相電流的恒定以減小轉矩脈動。當電機運行在低速區間時，由于換相時所需的母線電壓小于直流側電源電壓，因此通過脈寬調制便足以實現電機的平滑換相；而在更高速的情況下為實現快速換相并有效抑制換相轉矩脈動，可在換相期間利用所提拓撲提升母線電壓，其中額外補償的能量均來自非換相期間電機的回饋。最后通過相應的Matlab仿真和DSP驅動實驗驗證了所提控制技術的可行性和有效性。

無刷直流電機 轉矩脈動 回饋升壓 寬速度范圍

0 引言

無刷直流電機（Brushless DC Motor, BLDCM）因具有高功率密度、高效率、結構簡單和體積小等優點，而備受航空航天、工業自動化以及家用電器等領域的青睞[1-3]。在120°導通方式下BLDCM固有的轉矩脈動限制了其在高穩定性、高精度等場合的應用，其中由電流換相引起的轉矩脈動最大，最高可達平均轉矩的50%[4]。因此，換相轉矩脈動的抑制對提高BLDCM整體性能而言具有重要意義[5-6]。

國內外諸多學者從調制方式、直接轉矩控制、控制電路拓撲等多個角度對換相轉矩脈動抑制進行了大量研究。文獻[7]以非換相期間的占空比為基準對換相期間占空比進行修改從而實現對非換相相電流的跌落進行補償。然而由于直流側母線電壓的限制，上述方法并不適用于低于額定轉速的高速區間，為此諸多學者考慮實現寬速度范圍的換相轉矩脈動抑制。文獻[8]引入正比于瞬時轉矩的合成電流變量并得到其與非換相相電流之間的關系，通過控制相應的非換相相電流進而實現對瞬時轉矩的間接控制。文獻[9]在兩相靜止坐標系下對轉矩脈動進行分析，并在續流階段注入特定的電壓矢量以解決換相轉矩脈動問題。文獻[10]利用積分變結構控制（Inte- gral Variable Structure Control, IVSC）根據反電動勢波形對兩相導通和換相模式下的電流進行優化控制。文獻[11]利用坐標變換理論對換相過程進行分析，并通過圖解法得到轉矩脈動抑制前提下的最短換相時間。

除此之外，一些學者在直接轉矩控制方案上也取得了一定成果。文獻[12]提出滯環控制與PWM控制相結合的轉矩控制方法，有效降低了因低電感造成的電流和輸出轉矩的脈動。文獻[13]在換相期間引入三相導通模式，通過換相期間采用混合兩相與三相的切換模式來實現寬速度范圍的轉矩脈動抑制。文獻[14]分別建立針對轉矩增大和減小的主、輔矢量，并在換相期間選擇統一的矢量。上述方法雖然能夠實現寬速度范圍的轉矩脈動抑制，但是受限于直流側母線電壓，在低于額定轉速的高速區間均是通過延長關斷相相電流的下降時間來實現，這無疑增加了不必要的換相時間。

為此，一些學者提出利用添加在逆變器前級的DC-DC變換器來調節直流側母線電壓，使得無刷直流電機在換相期間與非換相期間可采用不同的直流側母線電壓，從而減小換相期間電流的變化率以抑制換相轉矩脈動。文獻[15]使用準Z源網絡作為升壓拓撲能夠提供抑制換相轉矩脈動所需的母線電壓。然而，該拓撲需要一個開關管、兩個儲能電感和三個儲能電容，且兩個儲能電容的工作電壓以及開關管的電壓應力都比電源電壓高。文獻[16-17]分別使用Cuk變換器和單端初級電感變換器（Single Ended Primary Inductor Converter, SEPIC）作為升壓拓撲，二者相比于文獻[15]少用了一個儲能電容，減小了系統的體積，但同時增加了開關管的電壓應力，隨之提高了系統的成本。此外，為了在高速換相期間將上述拓撲接入直流母線，皆需由兩個開關管組成的選擇電路，進一步增加了系統的成本。對此，文獻[18]僅使用單個開關管，通過儲能電容與電源串聯的方式，即可在高速換相期間提升母線電壓，降低系統的成本，但其仍需額外的開關管和反激變壓器給儲能電容充電。文獻[19]則直接省掉了高速換相期間把升壓拓撲接入直流母線的選擇電路，通過切換H橋逆變電路調制方式來分別滿足在換相期間和非換相期間抑制轉矩脈動的不同需求，但由于該拓撲的直流母線電壓在兩個不同值之間交替，且其較大值要遠大于非換相期間抑制轉矩脈動所需電壓，使得電流紋波與未接入升壓拓撲時相比大很多。同時，其使用的兩個儲能電容持續為電機供電，故所需電容容量較大，增加了系統的體積。此外，上述文獻所提拓撲都需要使用儲能感性器件，這勢必會導致升壓前端的損耗增加，效率變低，而且不利于減小系統的體積和質量。

綜上所述，本文提出了一種適用于寬速度范圍轉矩脈動抑制拓撲及控制策略，該拓撲由一個開關管、一個二極管、一個電解電容以及三相橋式逆變電路構成。相較于上述DC-DC升壓拓撲，本文所提拓撲結構簡單，升壓前端功率器件的電壓應力均低于電源電壓，且無需額外的感性器件，使得其在輕量化設計方面更具優勢。針對所提控制拓撲，本文首先分析PWM_ON方式下的轉矩脈動抑制策略的弊端。其次對所提拓撲的工作原理及轉矩脈動抑制策略進行分析，指出在低速區間僅通過對換相期間的占空比進行修改足以保持轉矩恒定；而在更高速的情況下，利用所提拓撲進一步提升母線電壓便可實現電機的平滑換相。最后所提控制策略通過相應的Matlab仿真及DSP驅動實驗，驗證了其可行性和有效性。

1 理論依據

1.1 PWM_ON方式下的轉矩脈動抑制策略

無刷直流電機的等效電路及其典型逆變電路結構如圖1所示。圖中，、分別為電樞繞組電阻、等效電感，、（=A, B, C）分別為電樞繞組的相反電動勢及相電流，dc為直流母線電壓，N為電機中性點。

圖1 無刷直流電機及其典型逆變電路結構

無刷直流電機在120°導通方式下，常用的調制方式是產生換相轉矩脈動相對最小的PWM_ON。然而，在該調制方式下產生的換相轉矩脈動仍舊較大。以具有理想梯形波反電動勢的無刷直流電機由A+B-導通切換至A+C-導通的換相過程為例，分析其換相轉矩脈動及相應的抑制策略。

因采用PWM_ON方式，換相前為VT1斬波、VT4恒通，而在換相開始后變為VT1恒通、VT6斬波。假設換相前VT1所需占空比為n_com，其理論值可通過A、B兩相電流的變化率為零來計算得到。在忽略電樞繞組電阻壓降時，該占空比大小為

式中，為理想反電動勢的幅值。

相應的電磁轉矩n_com為

式中，A為換相前的A相電流；m為轉子機械角速度。

換相過程中，由于電樞繞組電感的存在，此時關斷相相電流B將通過該相橋臂中的續流二極管VD3流通，且考慮到換相時間較短及電流PI調節器限制，可近似認為換相過程中關斷相反電動勢和占空比保持不變。由此可得換相過程中的三相電流變化率為

由式（3）計算得到換相開始到關斷相電流降為零為止的時間段D為

換相結束時刻的電磁轉矩com為

換相期間的電流和轉矩變化示意圖如圖2所示。由于換相期間Dn_comUdc＜4E，導致非換相相電流iA減小，電磁轉矩隨之減小，對比式（2）和式（5），即換相起止時刻的電磁轉矩大小可知，電磁轉矩跌落幅度為50%，因此需要采用適當的策略抑制該換相轉矩脈動。

在眾多換相轉矩脈動抑制策略中，簡單易實現的方法為將換相期間的占空比鎖定至換相前占空比的兩倍。由式（3）的A相電流變化率方程可輕易看出，若要該電流變化率為零，則換相過程中的占空比com須滿足

式（6）表明，在換相期間只需把開通相的占空比提升到換相前的兩倍，就可做到非換相相電流的變化率為零，有效抑制換相轉矩脈動。

1.2 直流母線電壓對換相轉矩脈動抑制速度范圍的影響

由式（6）可知，當轉速維持較低，使得不大于直流母線電壓的1/4時，換相轉矩脈動抑制效果顯著；而當運行轉速高，致使大于直流母線電壓的1/4時，無法消除換相轉矩脈動，且隨著轉速增加，換相轉矩脈動的抑制效果將會越來越差。圖3給出了換相轉矩脈動值D%與m之間的關系曲線。其換相轉矩脈動值依據為

圖3 換相轉矩脈動值與角速度之間的關系曲線

Fig.3 Relation curve between commutation torque ripple value and angular speed

圖3中，e為反電動勢常數，是反電動勢幅值與相應機械角速度之間的比值。由圖3可知，以dc/(4e)為基準角速度，低于該基準角速度時可有效抑制換相轉矩脈動；反之，換相轉矩脈動值隨角速度增加而逐漸增加，到額定角速度時換相轉矩脈動將達到頂峰?？紤]到該基準角速度上、下呈現較大差異的換相轉矩抑制效果，本文將低于dc/(4e)的角速度定為低速；反之，為高速。

為解決高速運行時的較大換相轉矩脈動，可行方法有兩種：一是在換相期間改用其他調制方式，如進行斬波的開關器件由開通相改為關斷相；二是在換相期間短暫提升直流母線電壓使非換相相電流的電流變化率為零。其中，在換相期間改用其他調制方式的方法雖能有效抑制換相轉矩脈動，但會延長換相時間。仍以由A+B-導通切換至A+C-導通的換相過程為例，在高速運行時，換相前為VT1斬波、VT4恒通，而在換相期間變為VT1和VT6恒通、VT4斬波。假定換相期間VT4的占空比為com1時，三相電流變化率為

由式（8）的A相電流變化率為零的條件，再結合換相前的占空比表達式（1），可得到換相前后占空比之間的關系為

把式（9）代入B相或C相電流變化率方程式（8），可計算得到相應的換相時間Dcom1為

而相同速度下，若在換相期間短暫提升直流母線電壓，能夠實現換相期間非換相相電流變化率為零，則相應的換相時間Dcom為

因在高速運行時，大于直流母線電壓dc的1/4，故

由此可看出，只要在換相期間短暫提升直流母線電壓，做到非換相相電流變化率為零，不但能夠加大換相轉矩脈動抑制速度范圍，而且不會增加換相時間。

1.3 回饋升壓逆變電路的提出

本文提出能夠提升換相期間直流母線電壓的回饋升壓逆變電路拓撲，如圖4所示。與傳統三相橋式逆變電路相比，該拓撲增加了包括升壓電容0、開關管VT0和二極管VD0在內的升壓前端。其中，電容0選擇體積比容量大的電解電容。

圖4 回饋升壓逆變電路拓撲

所提逆變電路在高速換相期間能夠把直流母線電壓dc提升至dc+U0，通過事先給電容0充電至所需值，不但有效抑制換相轉矩脈動，而且可實現快速換相。以由A+B-導通切換至A+C-導通的換相過程為例，換相期間，直流母線電壓的提升（由A+B-導通切換至A+C-導通為例）如圖5所示，VT0、VT1和VT6恒通。此時，三相電流變化率為

由式（13）的A相電流變化率方程可計算得到，抑制換相轉矩脈動所需電容C0兩端電壓為4E-Udc，把C0電壓代入式（13）的B或C相電流變化率方程后，計算出的換相時間與式（11）相同。

此外，所提逆變電路利用在高速非換相期間的回饋電能可單獨給電容0充電至所需電壓。以A+B-導通為例，非換相期間的回饋升壓回路（A+B-為例）如圖6所示，當非換相期間VT1恒通、VT4斬波時，在VT4截止期間無刷直流電機產生的回饋電能將全部饋送到電容0。此時，單個開關周期內增加的電容0兩端電壓為

式中，為VT4的占空比；Tc為開關周期。

由式（14）可看出，隨著轉速增加，所需U0也增加，隨之一個開關周期內增加的電容電壓減小。

1.4 回饋升壓逆變器下寬速度范圍換相轉矩脈動抑制策略

1.4.1 低速（dc≥4）運行時的策略

表1給出了低速非換相期間各扇區的開關管狀態查詢。表中，占空比由非換相電流控制器實時給定，c為當前時刻電容0所需的充放電狀態。低速運行時，雖無需電容0抬升母線電壓，其理論期望值應為0，但為了防止對該電容進行負充電，實際將電容0的電壓期望值設定為相比于直流母線電壓dc很小的某一正值。對該電容電壓采用滯環跟蹤控制方式。當電容0的期望值與實際值之間的偏差超過正的給定閾值時，表明當前時刻需要考慮充電，c記為1；反之，當低于負的給定閾值時，表明當前時刻需要考慮放電，c記為0。開關管狀態自左向右依次為VT0～VT6的開關狀態，其中，“0”表示開關管關斷，“1”表示開關管導通，“”表示開關管導通占空比為。

表1 低速非換相期間開關管狀態查詢表

Tab.1 Switching table for low speed non-commutation

由表1可看出，開關管VT1～VT6的調制遵循傳統的PWM_ON方式，開關管VT0的開通和關斷取決于c狀態。

在低速換相期間，由1.1節所述只需把占空比提升至換相前的兩倍即可，無需改變調制方式。

1.4.2 高速（dc＜4）運行時的策略

表2 高速非換相期間開關管狀態查詢表

Tab.2 Switching table for high speed non-commutation

表3 高速換相期間開關管狀態查詢表

Tab.3 Switching table for high speed commutation

U0的期望值為

由表2可看出，在高速非換相期間，當電容0無需充電時，開關管VT1～VT6的調制遵循H_PWM- L_ON方式；而當電容0需要充電時，遵循H_ON- L_PWM方式，與低速非換相期間的調制方式不同。

1.5 整體控制系統的構建

基于上述理論分析，構建了如圖7所示的寬速度范圍轉矩脈動抑制的整體系統控制框圖。采用傳統的轉速電流雙閉環控制，該控制系統主要由相電流選擇單元、換相信號判斷單元、電容電壓期望值計算單元、占空比換算單元、開關管狀態查詢表構成。

圖7 寬速度范圍轉矩脈動抑制的整體系統控制框圖

1.6 升壓電容值的選取

低速運行時，額定負載下單個開關周期內電容0的充/放電引起的升/降壓應遠小于電容電壓滯環控制器的閾值DTH。通過分析低速運行時的充、放電等效回路，其電容0升、降壓的最大值分別為

式中，N為額定電流。

高速換相期間，額定負載下電容0放電引起的最大壓降應小于電容電壓滯環控制器的閾值DTH，即

在高速的變速期間，由式（16）可知，電容0充、放電速率應大于隨轉速變化而變化的電容0給定電壓速率，即

由式（17）～式（19），可得到電容0應滿足

式中，為轉動慣量。

2 仿真與實驗驗證

2.1 控制系統的主要參數

為了驗證本文所提方法的有效性，對一臺型號為92BL430的三相5對極無刷直流電機在不同負載和轉速條件下進行仿真和實驗。其中仿真是在Simulink環境中搭建，實驗是在以TMS320F28335為控制核心搭建的如圖8所示的實驗平臺中進行。仿真和實驗中，電機的主要參數見表4。通過單相不控整流提供300 V直流電源電壓，功率器件的開關頻率為20 kHz，電流、電壓采樣和控制周期均為50ms，速度控制周期為500ms。負載采用Magtrol公司的磁滯測功機（HD-705-8NA-0100型），其驅動可由該公司提供的DSP6001型控制器提供，負載轉矩大小可通過控制面板具體設定。仿真和實驗驗證中系統的主要參數見表4，其中，電容的容值根據式（20），最終選定為470mF。

圖8 無刷直流電機控制實驗系統

實驗樣機的實際反電動勢波形并非理想梯形波，其實測反電動勢波形如圖9所示。

2.2 傳統方波閉環控制系統

圖10分別給出了轉速為500 r/min和2 000 r/min額定負載下傳統方波閉環控制的仿真結果。調制方式選用了PWM_ON型。作為仿真結果依次給出了電磁轉矩、參考電流、三相實際電流、占空比以及A相繞組首端對直流母線負極的電壓。由該仿真結果可看出，在傳統方波閉環驅動下盡管電流PI調節器的輸出隨非換相相電流的減小而迅速增加，但還是對換相過程中非換相相電流的波動抑制效果欠佳，進而呈現電磁轉矩的較大脈動。此外，隨著轉速的升高，非換相期間的電流波動將會更大。依據仿真結果，轉速為500 r/min時的非換相相電流的波動率為18%，而在轉速升高至2 000 r/min時，波動率增大到32%。

表4 系統主要參數

Tab.4 Main parameters of the system

圖9 實驗樣機的反電動勢波形

圖10 傳統方波閉環控制系統的仿真結果

圖11給出了額定負載下轉速分別為500 r/min和2 000 r/min時傳統方波閉環控制系統的實驗結果。圖中依次給出了參考電流、A相電流、占空比和A相電壓。由圖11中的電流波形可看出，仿真與實驗結果基本吻合。依據實驗結果，轉速為500 r/min時的非換相相電流的波動率為20%，而在轉速升高至2 000 r/min時，波動率增大到39%。

圖12給出了額定負載下轉速分別為500 r/min和2 000 r/min時傳統方波閉環控制的電磁轉矩波形?？梢钥闯?，由于在換相期間開通相相電流的上升率小于關斷相相電流的下降率，使得換相期間非換相相電流隨之減小，進而導致換相轉矩脈動。由電磁轉矩波形可得，轉速為500 r/min時的換相轉矩脈動為26%，而在轉速升高至2 000 r/min時，換相轉矩脈動增大到40%。

圖11 傳統方波閉環控制系統的實驗結果

2.3 基于回饋升壓逆變器控制系統

圖13給出了轉速為500 r/min和2 000 r/min，額定負載下基于回饋升壓逆變器控制的仿真結果。轉速為500 r/min時，控制系統采用1.4節給出的低速運行策略。由圖13a中的各扇區的A相端電壓波形可以看出，開關管VT1～VT6的調制方式遵循PWM_ ON型。在低速運行策略中，換相期間開關管VT1～VT6中進行PWM的開關管的占空比為非換相期間時占空比的2倍。由圖13a中電磁轉矩波形可看出，在該策略下換相轉矩脈動抑制效果較為顯著。此外，為防止對電容0進行負充電而設定的該電壓參考值為7.5 V，對該電壓進行滯環跟蹤控制所需閾值設定為2.5 V。由圖13a中給出的電容0電壓參考值與實際值波形可看出，在扇區Ⅱ中存在電容0的可放電狀態到可充電狀態的切換即開關管VT0由導通到截止的轉變，進而在該扇區的A相端電壓大小在該時刻有輕微減小。還有，圖13a中的電容0電壓在扇區Ⅴ中保持不變是因為所提低速運行策略在可充電狀態下第Ⅰ、Ⅲ和Ⅴ扇區內無充電回路的緣故。

轉速為2 000 r/min時，控制系統采用1.4節給出的高速運行策略。依據該策略，在換相期間開關管VT0恒通、開關管VT1～VT6不斬波，以AB導通切換至AC導通為例，開關管VT0、VT1和VT6恒通，開關管VT2～VT5關斷，而在非換相期間開關管VT0截止、VT1～VT6的調制方式則根據電容0的充放電狀態而定。在圖13b扇區Ⅱ中存在電容0的需充電狀態到無需充電狀態的切換即H_ON-L_PWM到H_PWM-L_ON的切換，進而A相端電壓由dc變為dc與0構成的斬波電壓。換相期間，抑制換相轉矩脈動所需電容0電壓參考值根據當前轉速由式（16）計算得到。由圖13b的換相期間電磁轉矩波形可看出，在該策略下可有效抑制換相轉矩脈動。

圖14給出了額定負載下轉速分別為500 r/min和2 000 r/min時基于回饋升壓逆變器控制系統的實驗結果。由圖14的電流波形可看出，不管低速還是高速運行，仿真與實驗結果基本吻合，非換相相電流的波動率均小于8.5%，換相期間對非換相相電流波動抑制效果顯著。此外，兩種轉速下的換相時間段分別為510ms和126ms，近似與式（11）給出的理論上的換相時間相同。

圖15給出了額定負載下轉速分別為500 r/min和2 000 r/min時基于回饋升壓逆變器控制系統的電磁轉矩波形。由圖15可以看出，本文所提控制系統換相期間開通相和關斷相相電流的上升率和下降率基本一致，因此換相期間非換相相電流波動較小。由電磁轉矩波形可得，轉速為500 r/min時的換相轉矩脈動為8.6%，而在轉速升高至2 000 r/min時，換相轉矩脈動為10.3%。

圖15 基于回饋升壓逆變器控制系統的電磁轉矩波形

由圖15b的電壓波形可看出，換相期間母線電壓抬升至期望值，其超出dc的電壓均由電容0提供。此外，由圖15中A相端電壓波形還可看出，非換相期間電容0是否處于充電狀態。與此相比，僅由圖15a，無法看出電容0的充放電狀態，為此圖16給出了轉速為500 r/min、額定負載下實測的電容電壓和三相電流波形。該轉速下，電容0的參考電壓設定為7.5 V。由電容電壓波形可看出，電容電壓的跟蹤性能良好。此外，在圖中標注的扇區Ⅲ中電容電壓保持不變，表明在該扇區電容0處于可充電狀態。

圖16 500 r/min下電容電壓與三相電流的實際波形

3 結論

本文針對方波驅動下無刷直流電機固有的換相轉矩脈動問題，提出了一種適用于寬速度范圍轉矩脈動抑制的回饋升壓逆變器拓撲及控制策略。并對單個開關周期內電容電壓的變化進行定量分析，同時給出了電容的選型方法。所提控制方法具有以下特點：

1）所提控制方案能夠提供電機換相時所需的更高母線電壓，從而實現寬速度范圍內的快速、平穩 換相。

2）所提電路結構簡單、控制方便，電容能量全部來自于續流回路而無需外加電源，有效地提升了電機能量的利用率。

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Torque Ripple Suppression in Wide Speed Range of Brushless DC Motor Based on Regenerative Boost Inverter

（Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation and Motor Drive of Hebei Province Yanshan University Qinhuangdao 066004 China）

Brushless DC motors are favored in aerospace, industrial automation, and household appliances because of their high power density, high efficiency, simple structure, and small size. However, the torque ripple inherent in the brushless DC motor limits its use in high-stability, high-precision applications. The torque ripple caused by commutation is the largest and can be up to 50% of the average torque. Therefore, many scholars have researched commutation torque ripple suppression from various perspectives, such as modulation, direct torque control, and control circuit topology. Among them, changing modulation methods and direct torque control often prolong the commutation time during high-speed motor operation. In order to achieve fast phase commutation while effectively suppressing commutation torque ripple, this paper proposes a regenerative boost inverter topology and control strategy for torque ripple suppression of wide-speed range.

Firstly, the causes of commutation torque ripple are analyzed in terms of the PWM_ON modulation method generally used for two-phase conduction. Commutation torque ripple can be suppressed by increasing the average value of the bus voltage during commutation to twice that of the previous non-commutation period. Secondly, the relation curve between commutation torque ripple and angular speed shows that the bus voltage cannot be increased further due to the limitation of the power supply voltage. Thus, it cannot effectively suppress the commutation torque ripple when the motor runs at high speed. Therefore, the paper proposes a regenerative boost inverter topology consisting of a switching tube, a diode, an electrolytic capacitor, and a three-phase bridge inverter circuit. When the motor runs in the low-speed range, a smooth motor commutation through pulse width modulation is sufficient. As the bus voltage required for commutation is less than the power supply voltage on the DC side, no electrolytic capacitor is needed to assist in the boost. In this case, the expected value of the electrolytic capacitor voltage should be zero. However, to prevent negative charging of the electrolytic capacitor, the expected voltage value is set to a positive value, smaller than the DC bus voltage. Hysteresis band track control is used for this electrolytic capacitor voltage. When the deviation between the desired and actual value of the electrolytic capacitor exceeds a given positive threshold, consider discharging the electrolytic capacitor. When it is below a given negative threshold, consider charging the electrolytic capacitor. Under higher speeds, the DC power supply needs to be connected in series with the electrolytic capacitor to raise the bus voltage during commutation when the desired value of the electrolytic capacitor is the difference between the four times back-EMF amplitude and the power supply voltage. All the energy of the electrolytic capacitor comes from the regenerative feedback of the motor during non-commutation periods. Finally, the variation of the electrolytic capacitor voltage during a single switching cycle is quantified, and a capacitor selection method is given.

The feasibility and effectiveness of the proposed control strategy are verified by Matlab simulations and DSP drive experiments. According to the experimental results, the commutation torque ripple is 8.6% at 500 r/min and 10.3% when the speed is increased to 2 000 r/min. The results show that the proposed control scheme can provide the higher bus voltage required for the commutation of the motor and thus achieve a fast and smooth commutation over a wide speed range.

Brushless DC motor (BLDCM), torque ripple, regenerative boost, wide speed range

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.230008

TM351

國家自然科學基金資助項目（61873226）。

2023-01-04

2023-02-06

李珍國 男，1973年生，博士，副教授，研究方向為電力電子與電力傳動。E-mail: lzg@ysu.edu.cn（通信作者）

韓啟萌 男，2000年生，碩士研究生，研究方向為電力電子與電力傳動。E-mail: 2639892433@qq.com

（編輯 陳 誠）