基于電場耦合的電能信號并行傳輸系統串擾抑制方法

蘇玉剛 鄧晨琳 胡宏晟 孫 躍 李雨蒙 鄧仁為

基于電場耦合的電能信號并行傳輸系統串擾抑制方法

蘇玉剛1,2鄧晨琳1胡宏晟1,2孫 躍1,2李雨蒙1鄧仁為1

（1. 重慶大學自動化學院 重慶 400043 2. 國家無線電能傳輸技術國際聯合研究中心 重慶 400043）

針對較大功率電場耦合無線電能傳輸系統信號雙向高速傳輸的需求，該文提出一種基于部分能量通道的電能與信號并行傳輸系統的串擾抑制方法。通過對所提出的系統拓撲進行分析，給出了電能傳輸增益表達式與電能串擾增益表達式，并分析了阻波電路參數變化對電能串擾增益的影響；基于交流阻抗法及香農定理分別給出了信號傳輸增益及信道容量表達式，分析了信號支路參數對信道容量的影響；在綜合考慮信號傳輸增益、信道容量及阻波電路參數敏感性的情況下，給出系統信號支路參數的設計方法。該方法能保證系統在較大功率下降低電能串擾，保障信號穩定傳輸，實現信號的雙向高速傳輸。通過仿真與實驗驗證了所提出的拓撲和參數設計方法的有效性。搭建的實驗裝置實現了傳輸530.4 W的電能，23.28 Mbit/s信號正向傳輸速度和24.242 8 Mbit/s信號反向傳輸速度。

電場耦合式無線電能傳輸 信號雙向傳輸 電能串擾 參數設計

0 引言

無線電能傳輸（Wireless Power Transfer, WPT）技術是指綜合應用電工理論、電力電子技術、控制理論，利用磁場、電場、微波等實現電能從電網或電池以非電氣接觸方式傳輸至用電設備的技術[1-3]。常用的兩種無線電能傳輸方式分別為磁場耦合式無線電能傳輸（Magnetic Coupled Wireless Power Transfer, MC-WPT）和電場耦合式無線電能傳輸（Electric-field Coupled Wireless Power Transfer, EC-WPT）。與MC-WPT系統相比，EC-WPT系統具有以下優勢：耦合機構簡易輕薄、形狀易變、成本低；系統整體電磁干擾（Electromagnetic Inter- ference, EMI）較低；可以穿越金屬障礙傳能；在耦合機構周圍及其之間的金屬導體上產生渦流損耗甚小[4-5]。目前已有許多專家學者圍繞EC-WPT系統在消費電子、植入式醫療設備、水下設備等領域的應用展開研究，并取得了一定的成果[6-8]。

在實際工程應用場景中，EC-WPT系統為了達到更好的電能傳輸效果，提高系統的魯棒性和系統能效，需要電能發射端與負載接收端進行實時通信，從而實現閉環控制的目的[9-10]；除此之外，在一些應用場合，電能發射端需要將一些控制指令等信息傳輸至電能接收端，而電能接收端也需要將大量的數據傳輸至電能發射端，如水下機器人、無人機等無線供電系統[12]；目前許多學者已經圍繞EC-WPT系統電能與信號并行傳輸展開研究并提出了一些解決方案。

電場耦合式電能信號并行傳輸系統目前有能量調制式、共享通道式、共享部分能量通道式三種實現方式。能量調制式主要是通過能量波的幅值、頻率和相位等參數的變化來實現信號的調制，能量調制法存在能量波動問題，信號調制過程會導致能量傳輸不穩定[13-15]。共享通道式為能量傳輸與信號傳輸共享同一傳輸通道。文獻[16-17]采用共享通道式，其中文獻[16]實驗裝置實現了傳輸73.98 W能量，信號速率達到5.6 Mbit/s；文獻[17]實驗裝置實現了傳輸100 W電能的同時，信號在0.12 Mbit/s速率下雙向傳輸。文獻[18-19]為解決能量與信號之間的相互干擾，使能量與信號分時在同一耦合機構傳輸。共享部分能量通道式為采用部分能量通道作為共享通道傳輸信號。文獻[20-21]采用共享部分能量通道式，利用電能與信號傳輸回路的自身阻抗性降低電能與信號之間的串擾，實現了信號的單向傳輸。文獻[20]實驗裝置實現了傳輸12.54 W能量及0.115 2 Mbit/s信號傳輸速度。文獻[21]為了進一步提高信號的傳輸速度，采用正交頻分復用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM）調制解調技術，實驗裝置實現了傳輸12.54 W能量，信號傳輸速度達到80 Mbit/s。從目前文獻提出的幾類EC-WPT系統電能與信號并行傳輸的方法來看，采用能量調制式難以實現信號的雙向傳輸；采用共享通道式，在小功率下信號傳輸速率相對較高，但功率較大時電能傳輸對信號傳輸的干擾較大，需增加額外的隔離電路并采用控制算法來解決串擾問題，增加了電路復雜度和設計難度；采用部分能量通道，易于實現信號高速傳輸，且能量傳輸與信號傳輸的相互串擾相對更小，但在較大功率的系統中，電能串擾依舊會極大地影響信號的可靠傳輸。

為了實現在較大功率下降低電能傳輸對信號傳輸的串擾及實現信號雙向高速傳輸，提出一種基于部分能量通道的電能信號并行傳輸系統的串擾抑制方法。本文給出系統的拓撲，對整個系統進行建模，給出電能傳輸增益、電能串擾增益及信號傳輸增益表達式，分析阻波電路參數變化對電能串擾增益的影響，給出阻波電路參數的選值；基于香農第二定理，給出信道容量的表達式，分析信號支路參數對信道容量的影響；綜合考慮信號傳輸增益、信道容量及阻波電路參數敏感性條件，給出信號支路參數的設計方法，并通過仿真與實驗驗證所提拓撲和參數設計方法的有效性。

1 電能信號并行傳輸系統拓撲

本文電能傳輸采用雙邊LC補償的EC-WPT系統，這種補償網絡具有系統結構簡單、參數敏感性低、易于實現較大功率傳輸、恒壓特性好等特點[22-25]。以部分能量通道作為共享通道，與信號傳輸極板構成信號傳輸通道傳輸信號。電能信號并行傳輸系統拓撲如圖1所示，圖1中三對傳輸極板均平行擺放。由S1～S4四個MOSFET管構成的全橋逆變電路將直流電轉變為交流電；由p1與p1構成的補償網絡可以提升發射極板的電壓，減少系統的無功功率以及諧波；由p2與p2構成的補償網絡有利于實現阻抗匹配，提升系統輸出能力[24]。由VD1～VD4構成的全橋整流電路與濾波電容f將交流電變為直流電并提供給用電設備。s1為電能傳輸極板P1和P2構成的等效耦合電容，s2為共享傳輸極板P3和P4構成的等效耦合電容，L為用電設備的等效電阻。s3為信號傳輸極板P5和P6構成的等效耦合電容，信號通道由共享傳輸耦合機構s2與信號傳輸耦合機構s3構成。信號正向傳輸過程：信號發射電路TX1發射調制后的信號，信號通過1與1構成的阻波電路后加載于耦合機構s2、s3上，通過耦合機構s2、s3傳輸到檢測電阻b1上，信號接收電路RX1檢測b1上的電壓并將信號解調出來。信號反向傳輸過程：信號發射電路TX2發射調制后的信號，信號通過耦合機構s2、s3以及1與1構成的阻波電路后傳輸到檢測電阻b2上，信號接收電路RX2檢測b2上的電壓并將信號解調出來。數據從電能接收端傳輸至發射端時，切換電路中的d端連接f端，d1端連接f1端；數據從電能發射端傳輸至接收端時，切換電路中的d端連接e端，d1端連接e1端。1與1構成的阻波電路可以阻隔能量對信號的干擾，提高信號通道的信噪比。在空氣中，當信號傳輸極板與共享傳輸極板平行擺放且傳輸距離較小時，極板間的交叉耦合電容基本可以忽略，此時阻波電路相當于串聯在信號回路中，故一側添加阻波電路即可隔離電能串擾，同時為了盡量減小電能接收端的體積和質量，將阻波電路設置在電能發射端。

圖1 電能信號并行傳輸系統拓撲

2 系統建模及分析

為了保證電能傳輸和信號傳輸的品質，使信號盡量走s2、s3、b1、b2及阻波電路形成的信號回路，而電能盡量走發射側和接收側補償網絡及s1和s2形成的電能傳輸回路，實現電能與信號回路的分離，需要分析系統的模型。

2.1 電能傳輸增益分析

本節將建立電能傳輸增益模型，分析信道阻抗的加入對電能傳輸的影響。

圖2為無信號傳輸時電能傳輸等效電路。信號發射電路可等效為一個電壓源。電壓型高頻逆變器的輸出為方波電壓，忽略高次諧波，可以將其等效為一個正弦電壓源輸入p，后級整流電路與負載L可用交流負載Le代替[18]。p與Le表達式為

式中，Edc為直流電壓；Tp為電源電壓周期。

為了達到更好的電能傳輸效果，使圖1中的補償網絡滿足

根據疊加定理，在能量傳輸時，將信號源s1s2視為短路，根據文獻[20]，雙邊LC型的EC-WPT系統滿足式（2）的諧振條件時，系統的傳輸增益為

從式（3）可知，輸出電壓uLe與輸入電壓p反向，且其大小僅與輸入電壓p、補償網絡參數有關，與信道的參數無關，因此輸出電壓不受信道阻抗加入的影響。

2.2 電能串擾分析及抑制

本節將建立電能串擾模型，分析阻波電路參數在一定范圍內變化對電能串擾的影響，并給出阻波電路參數設計時的約束條件。

電能串擾是指僅考慮電能輸入，并將信號源s1s2視為短路的情況下，信號檢測電阻上的電壓響應。根據圖2中的虛線劃分可以得到各部分的阻抗關系為

式中，“//”表示并聯。信號正向傳輸時，圖2中的d1端與e1端相連，d端與e端相連，可得各級電壓比為

式中，us2、up1、ub1分別為s2、p1、b1兩端電壓。式（5）中的各式相乘可得能量傳輸對信號正向傳輸的串擾電壓增益為

信號反向傳輸時，圖2中的d端與f端相連，d1端與f1端相連。由于電能傳輸對信號反向傳輸與信號正向傳輸的串擾電壓增益分析一致，不再贅述。同理可得能量傳輸對信號反向傳輸的串擾電壓增益為

由于系統具有對稱性，為了便于分析，將諧振電感、電容及檢測電阻設置為對稱，即

使bb1b2，且使系統滿足式（2）的諧振條件，信號正向傳輸與反向傳輸時的串擾增益為

通過等效電路可以推導出、、、分別為

為了使串擾增益為零，則可使式（10）中=0，即阻波電路參數應該滿足

考慮實際系統1、1的配置存在偏差，且工作頻率會發生波動，因此需要分析參數存在偏差時的電能串擾增益。根據文獻[20]，可以確定一組除信號支路外的電路參數見表1，其中，直流電壓取值為104 V，該值的設定是為了保證實驗樣機在有無信號傳輸通道、有無信號傳輸等各種情況之下均有略大于500 W的輸出功率。

將表1的參數代入式（9），并使b=150W、1=2 nF、s3=0.1 nF，可得到阻波電感1對電能串擾增益的影響，如圖3所示，圖3中，=/p，用于表示實際工作頻率與補償網絡諧振頻率比值。沿圖3a的ps軸做100個等距截面，即可獲得其等高圖，如圖3b所示。圖3b中相鄰的兩條等高線代表串擾電壓增益ps變化了1%，等高線越密集，代表ps變化越劇烈。從圖3可以看出，在=1時，1的參數若配置在滿足式（11）的值時，ps值為零，當1的值增大時，ps增加的幅度緩慢，當1的值減小時，ps增加的幅度明顯。為了克服由于阻波電感1的數值在減小時引起的串擾增益快速增大，1的值應該盡可能比式（11）計算的值大，但如果過分增大1的值，也會導致串擾增益過大，且會導致系統的體積和質量增加。

表1 除信號支路外系統電路參數

Tab.1 Circuit parameters except the signal branches

圖3 阻波電感L1對串擾電壓增益的影響曲線

圖4為阻波電容1對電能串擾增益的影響，其中b=150W150.7mHs30.1 nF，其他參數見表1。一般而言，為使電能串擾增益為零，要使1滿足式（11），當1的值增大時，ps增加的幅度緩慢，當1的值減小時，ps增加的幅度明顯。為了克服由于阻波電容1的參數值在減小時引起的串擾增益快速增大，1的值應該比式（11）計算得到的值大，但如果過分增大1的值，也會導致串擾增益過大。

圖4 阻波電容C1對串擾電壓增益的影響曲線

通過以上分析可知，當阻波電路參數滿足式（11）時，可以使電能串擾增益為零，但若所設計的阻波電路的參數比根據式（11）計算的值小，會使電能串擾增益快速增加，因此在設計阻波電路參數時，要盡可能地保證所設計的阻波電路參數滿足式（11）。

2.3 信號傳輸增益分析

本節將構建信號傳輸增益模型，分析信號傳輸對電能傳輸的影響，并分析信號的傳輸帶寬。

式中，1，因此Bn≥p。后文將使用Bn分析信號的傳輸模型。

分析信號正向傳輸的電壓增益時，將電壓源p視為短路，圖2中的d1端與e1端相連，d端與e端相連，如圖5所示。

圖5 信號正向傳輸通路分析電路

在電能工作頻率和信號正向傳輸的載波頻率下，從ab端口、bc端口及de端口看入虛線框內的網絡的阻抗特性不同。在高頻信號的激勵下，電感p2的阻抗遠大于負載電阻Le阻抗，因此在分析從de端口看入的網絡阻抗LC3時，可使負載阻抗Le為零。虛線框內的網絡阻抗為

將式（12）、式（13）代入式（14），得到

由式（15）可以看出，從ab端口、bc端口及de端口看入虛線框內的網絡的阻抗分別與電容p1、1及p2的阻抗呈正相關。信號調制周期及補償網絡的諧振頻率p均大于零，為正整數。信號的載波頻率一般會比能量波的工作頻率高，本文的頻率最低的子載波頻率為25 MHz，能量波工作頻率為500 kHz，可得=50，因此1，因此可以得到

將式（16）代入式（15），可以得到

從式（17）可以看出，在1時，可認為從ab端口、bc端口及de端口看入虛線框內的阻抗約為電容的容抗，可以將圖5進一步簡化為圖6。按照圖6所示的虛線劃分，可以得到信號正向傳輸時各部分的阻抗表達式為

根據式（18），可以得到信號正向傳輸的電壓增益為

式中，Fs為定義的信號正向傳輸的電壓增益，Fs越大表明信號的衰減越小。

信號反向傳輸與信號正向傳輸的電壓增益分析一致，不再贅述。同理可得，信號反向傳輸電壓增益為

式中，Bs為定義的信號反向傳輸的電壓增益，Bs越大表明信號的衰減越小。當檢測電阻b1與b2相等時，BsFs。

分析信號傳輸增益表達式可知，當信號載波頻率s趨于無窮大時，電容s3、1以及F2的阻抗趨近于0，因此信號傳輸增益趨近于1；當載波頻率s→0時，即在直流輸入下，電容的容抗趨近于無窮大，因此在穩態時，信號傳輸增益趨于0，信號傳輸增益s與信號載波頻率s的關系如圖7所示。圖7中的B0是為了保證OFDM信號的所有子載波均能在信道中傳輸所選擇的最低子載波頻率。由此可知，信號回路為高通電路，其截止頻率為

圖7 信號載波頻率與增益關系

則信號可達到的最大帶寬為

通過上述分析可知，若阻抗F2遠大于耦合電容s2的阻抗，可使信號盡量走s2、s3、b1、b2及阻波電路形成的信號回路。

2.4 信道容量分析

本節基于前文所構建的電能串擾增益模型、信號傳輸電壓增益模型，分析信道容量與信號支路參數關系。

根據香農第二定理，信號傳輸的信道容量與信道帶寬、信噪比成正比，信號傳輸速率小于信道容量時，更有利于信號傳輸。因此，基于信道帶寬和信噪比設計信道參數，可以實現更加穩定的信號雙向傳輸。為了方便分析，令信道帶寬與信號帶寬相等。香農第二定理的表達式為

式中，C為信道容量；SNR為信噪比，由信號傳輸輸出電壓和電能干擾電壓得到，信號正向傳輸的SNR為

將表1的參數代入式（24），可得到信號支路參數對信道容量的影響曲線，如圖8所示。其中圖8a中的1=2 nF，s3=0.1 nF；圖8b中的b=150W，s3=0.1 nF；圖8c中b=150W，1=2 nF。從圖8可知，信道容量與檢測電阻b、阻波電容1、信號傳輸耦合電容s3均呈非線性關系。從圖8a與圖8b中可知，當b1達到某值之后，信道容量達到最大，b1繼續增加，信道容量快速減小。從圖8c可知，當s3達到某值后，信道容量達到最大，s3繼續增加，信道容量緩慢減小。因此，在同一功率等級下，適當地提高信號支路參數有利于提高信道容量。

為了提高信號傳輸速率，需要增大信道容量，通過以上分析可知，適當地提高信號支路參數可以提升信道容量。

3 系統信號支路參數設計方法

為了降低系統能量傳輸與信號傳輸相互間的串擾，并提高系統的信號傳輸速率，需要合理設計信號支路參數。

根據實際通信需求，可確定正向信號與反向信號的傳輸速度b1、b2，調制載波頻率B0，正向信號與反向信號的發射電壓s1、s2，調制載波數以及調制進制數。OFDM調制方式下的信號實際傳輸速率與信號實際帶寬的關系式為

式中，1為信號實際帶寬。為了達到更好的信號傳輸效果，信號實際帶寬必須小于信道容量C，信號檢測電阻上的電壓必須大于參考電壓ref。根據式（19）、式（20）、式（23）及式（25）可以得到信號回路參數的約束條件為

式中，C1為信號正向傳輸時的信道容量；C2為信號反向傳輸時的信道容量。為了盡量減少信號傳輸耦合極板的占用空間，選取較小的s3，根據式（24）可以繪制信號正向傳輸增益、信號正向傳輸時信道容量分別與1、b1的關系曲面以及信號反向傳輸增益、信號反向傳輸時信道容量分別與1、b2的關系曲面。依據表1所示的能量回路參數，且在s3為0.1 nF的前提下繪制的信號正向傳輸增益Fs、正向信號傳輸信道容量C1分別與1、b1的關系曲面如圖9所示。

結合式（24）的約束條件，判斷是否能在曲面圖上找到符合約束條件的1b1和b2，若不存在則增加s3的容值，直至可以在曲面上找到可以滿足式（26）的1、b1與b2，在參數可選的范圍內任意一組參數均可實現電能與信號并行傳輸。選取其中一組1、b1與b2值，并根據式（11）得出阻波電感1的值。圖10為信號支路參數設計流程。

圖10 信號支路參數設計流程

4 仿真及實驗驗證

根據圖1，在Simulink上建立仿真模型，根據系統參數設計的方法，計算得出系統參數，信號支路的電路參數見表1，信號支路參數見表2，對系統能量信號并行傳輸性能進行仿真驗證。

表3為仿真得到的能量傳輸的性能，無信號通道表示信號傳輸通道沒有接入系統時的電能傳輸情況；有信號通道表示信號通道接入系統時的電能傳輸情況。從表3可知，當信號通道接入系統后，系統的各類能量傳輸性能幾乎均不受影響。

表2 信號支路參數

Tab.2 Parameters of signal branch

表3 能量傳輸的性能

Tab.3 Performance of energy transfer

圖11為無信號傳輸時的電能串擾波形，從上到下分別為逆變輸出電壓p、信號正向傳輸時的電能串擾電壓ub1、信號反向傳輸時的電能串擾電壓ub2。從圖11可知，ub1、ub2的峰值均為0.512 V，電能串擾增益ps1、ps2約為0.49%。由于能量波存在高次諧波，因此仿真結果中的電能串擾增益并不為零，但通過本文提出的方法，電能串擾已經得到很好的抑制，信號能在較大功率的電能傳輸下穩定傳輸。

圖11 無信號傳輸時的電能串擾波形

圖12為無能量傳輸時的信號傳輸的波形，圖12a為信號正向傳輸時的波形，圖12b為信號反向傳輸時的波形，從上到下的波形分別為信號波形、調制載波、檢測電壓以及解調信號。信號正向傳輸與信號反向傳輸時，采用的數字調制方法均為OFDM調制，信號調制周期均為2ms，根據式（18）計算得到信號傳輸速率為30 Mbit/s。

圖12 無能量傳輸時的信號傳輸波形

圖13為能量信號并行傳輸時的信號與負載電壓波形，其中圖13a為信號正向傳輸時的波形，圖13b為信號反向傳輸時的信號波形，從上到下的波形分別為信號波形、檢測電壓、解調信號以及負載電壓。從圖13可知，信號傳輸時，負載電阻L上的電壓的平均值均為104 V，可以計算得到輸出功率為540.8 W，與未注入信號之前的輸出功率幾乎一致，信號也能被正確解調。

按照表1及表2的參數搭建實驗裝置，如圖14所示。實驗裝置中的電能傳輸極板均采用30 cm′30 cm的正方形鋁板，信號傳輸極板采用6 cm′6 cm的正方形銅箔，傳能距離與信號傳輸距離均約為1 mm。高頻全橋逆變器使用4個型號為GS66508B的氮化鎵MOSFET，電感是0.04 mm′1 200股的高頻利茲線繞制而成的空心電感，電容是型號為C3216C0G2E682JT000N的高頻耐高壓電容，整流器由2個GHXS045A120S-D3型號的二極管模塊構成，發射端與接收端調制和解調模塊選擇兩塊 LW-MPA223電力通信模塊，調制解調模塊通過網線與PC連接，模塊上的L線與N線連接至切換電路再連接至檢測電阻b兩端，調制解調模塊與PC整體構成信號發送與接收部分。通過仿真分析可知，電能傳輸極板與信號傳輸極板平行擺放且擺放距離大于1 cm，擺放距離對電能串擾的抑制效果基本沒有影響。因此實驗中電能傳輸極板與信號傳輸極板擺放距離取1 cm。

圖14 實驗裝置

圖15為有無信號傳輸回路時電能傳輸實驗波形，其中圖15a為未加入信號回路電能傳輸波形，圖15b為加入信號回路的電能傳輸波形，從上到下分別為逆變輸出電壓p、逆變輸出電流ip1、負載電壓L。從實驗結果可知，未加入信號回路時，輸入功率約為604 W左右，負載電壓為103 V，通過分析計算得出輸出功率約為530.4 W左右，電能傳輸效率約為87.69%；加入信號回路，且存在信號傳輸時，輸入功率約為620 W左右，負載電壓約為103 V，通過分析計算得出輸出功率約為530.4 W，電能傳輸效率約為85.54%，這說明信號通道的加入，對電能傳輸的影響很小。

圖15 信號傳輸回路對電能傳輸影響實驗波形

圖16為無信號傳輸時電能串擾實驗波形，從圖16可以看出，在輸入直流電壓為104 V時，檢測電阻b1與b2上的電壓峰值分別為1.6 V和560 mV，根據式（6）與式（7）計算，可得電能串擾增益ps1為1.5%，ps2為0.54%，能量基波基本被阻波電路隔離。開關噪聲的存在使實驗的電能串擾值比仿真結果大，且由于實際存在一定的交叉耦合，所以導致原、副邊檢測電阻上的電能串擾電壓存在差距。從圖16實驗結果可以看出，電能串擾已經得到很好的抑制，信號能在較大功率的電能傳輸下穩定傳輸。

圖16 電能串擾實驗波形

實驗中通過兩臺PC相互傳輸信號，為直觀地展示信號傳輸的速度，在兩臺PC間利用信號回路構建局域網，基于此局域網兩臺PC構建共享文件夾，通過相互訪問對方的共享文件夾，在對方的共享文件夾中寫入文件來完成數據的傳輸；通過查看在此文件夾中寫入文件的速度得到數據傳輸的速度，觀察文件是否可以正常打開且與源文件是否一致來驗證數據傳輸的準確性。圖17為能量信號并行傳輸時信號傳輸效果，其中圖17a、圖17b分別為電能傳輸功率為530.4 W左右時的信號正向傳輸圖、信號反向傳輸圖。信號正向傳輸速度可達到2.91 MB/s左右，約為23.28 Mbit/s；信號反向傳輸速度可達到3.03 MB/s左右，約為24.24 Mbit/s，產生差異的原因主要為檢測電阻上的串擾電壓不一致，傳輸文件可以正常打開與源文件一致。

圖17 能量信號并行傳輸時信號傳輸效果圖

表4給出了本文所提出的系統與文中相關參考文獻所提出的電場耦合式能量信號并行傳輸系統的性能對比。從表4中可以看出，以前的文獻中實驗樣機的電能傳輸功率較小，不能夠在較大功率下實現信號的高速傳輸。而本文所提出的方法能在大于500 W的電能傳輸功率下有更好的電能串擾抑制效果，并能實現信號的雙向高速傳輸。

表4 性能比較

Tab.4 Performance comparison

5 結論

針對較大功率電場耦合無線電能傳輸系統信號雙向高速傳輸的需求，本文提出一種基于部分能量通道的電能信號并行傳輸系統的串擾抑制方法。給出了系統的拓撲，通過分析電能傳輸模型、電能串擾模型及信號傳輸模型，提出利用并聯LC阻波電路隔離能量對信號的串擾，并分析了阻波電路參數變化對電能串擾增益的影響；基于香農定理建立了信道容量模型，分析了信號支路參數對信道容量的影響；在綜合考慮信號傳輸增益、信道容量及阻波電路參數敏感性條件下，給出了系統信號支路參數的設計方法。通過在Matlab仿真平臺建立模型進行仿真，仿真結果表明，本文所提方法能在較大功率下有效降低電能串擾，保證信號穩定傳輸，實現了信號雙向高速傳輸。最后搭建了實驗裝置，實現了在傳輸530.4 W的電能時，信號正向傳輸速度達到23.28 Mbit/s和信號反向傳輸速度達到24.24 Mbit/s，電能串擾增益ps1為1.5%，ps2為0.54%，電能串擾已經得到很好的抑制。仿真與實驗驗證了本文方法的有效性與正確性。

相比目前文獻所提出的EC-WPT能量信號并行傳輸系統，本文所提的方法在較大功率傳輸時仍能有效抑制電能串擾，實現了信號雙向高速穩定傳輸，也能有效抑制信號傳輸對電能傳輸的串擾，保證電能的可靠傳輸；提出了一種綜合考慮信號傳輸增益、信道容量及阻波電路參數敏感性的信道參數方法，能保證在設計時留有足夠的信道容量滿足信號高速率傳輸的需求。

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Crosstalk Suppression Method for Electric-Field Coupled Power and Signal Parallel Transmission System

1,211,21,211

（1. School of Automation Chongqing University Chongqing 400043 China 2. China National Center for International Research on Wireless Power Transfer Technology Chongqing 400043 China）

In practical engineering applications, Electric-field Coupled Wireless Power Transfer (EC-WPT) systems require real-time communication between the power transmitter and the load receiver to achieve better power transmission effect, enable closed-loop control, and enhance system robustness and efficiency. In certain applications, the power transmitter needs to transmit control instructions to the power receiver, while the power receiver needs to transmit a large amount of data back to the power transmitter, such as underwater robots and drones. Although numerous studies have explored the parallel transmission of electric energy and signals in EC-WPT systems, there are few studies on bidirectional high-speed signal transmission in EC-WPT systems with large power transmissions.

This paper proposes a crosstalk suppression method with an LC resistance wave circuit for parallel electric energy transmission systems. Based on the AC impedance analysis method, expressions for power transmission gain, power crosstalk gain, and signal transmission gain are given. The parallel LC resistance wave circuit is proposed to isolate energy crosstalk to signals by analyzing the power transmission model and the power crosstalk model. The influence of resistance wave circuit parameters on power crosstalk gain is analyzed. According to expressions of power crosstalk gain and signal transmission gain, the channel capacity model is established using the Shannon theorem, and the influence of signal branch parameters on channel capacity is analyzed. A channel parameter design method is proposed considering signal transmission gain, channel capacity, and the sensitivity of LC resistance wave circuit parameters.

The simulation model is established using the Matlab simulation platform. The results show that the proposed method can effectively reduce the power crosstalk during large power transmissions, ensuring stable signal transmission and realizing bidirectional high-speed signal transmission. Finally, an experimental prototype is built. At an output power of 530.4 W, the power transmission efficiency reaches 85.54%, with a forward signal transmission speed of 23.28 Mbit/s and a reverse signal transmission speed of 24.24 Mbit/s. The power crosstalk gainps1is 1.5%,ps2is 0.54%, indicating successful suppression of power crosstalk. Power transmission efficiency is about 87.69% and 85.43% without and with signal transmission circuit and signal transmission, respectively, indicating minimal effect on power transmission. Simulation and experiment verify the effectiveness and correctness of the proposed method.

Compared with the EC-WPT energy signal parallel transmission system, the proposed method can effectively suppress the power crosstalk during significant power transmission, realizingbidirectional high-speed stable transmission of signals. It can also effectively suppress the crosstalk of signal transmission to power transmission and ensure reliable power transmission.

Electric-field coupled wireless power transfer, signal bidirectional transmission, power crosstalk, parameter design

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.230058

TM724

國家自然科學基金資助項目（51977015）。

2023-01-13

2023-02-06

蘇玉剛 男，1962年生，博士，教授，研究方向為無線電能傳輸技術、電力電子技術、控制理論應用與自動化系統集成。E-mail: su7558@qq.com（通信作者）

鄧晨琳 女，1998年生，碩士研究生，研究方向為無線電能傳輸技術。E-mail: 1870255086@qq.com

（編輯 郭麗軍）