無人機17kW電機振動噪聲分析與巡航轉速下尖端噪聲優化

劉棟良 詹成根 屈 峰 陳黎君 史 恒

無人機17kW電機振動噪聲分析與巡航轉速下尖端噪聲優化

劉棟良1,2詹成根1屈 峰1,2陳黎君1史 恒1

（1. 杭州電子科技大學自動化學院 杭州 310018 2. 臥龍電氣驅動集團股份有限公司 上虞 312300）

隨著無人機的迅速發展，噪聲問題影響消費者體驗及AI交互、語音識別等技術，限制了無人機應用潛力。該文針對一臺17 kW無人機用外轉子永磁同步電機進行研究。為降低電機尖端振動噪聲，且保留原電機電磁性能，重點提出優化磁極和定子開槽的方法。具體以平均轉矩、轉矩脈動等作為約束條件，構建多目標優化數學模型，并利用混合粒子群優化算法求解。該文深入探討磁極參數、定子開槽對低階次徑向氣隙磁通密度空間諧波特征的影響。并對電機轉子模態仿真，以研究徑向電磁力與空間模態的作用機理。在多轉速情況下，以巡航轉速為重點，分析整體電機電磁振動噪聲特征。最后，仿真和實驗結果表明，電機在巡航轉速下的尖端噪聲顯著減小。驗證了優化結構對無人機電機尖端振動噪聲有明顯抑制作用，對解決無人機噪聲問題具有重要意義。

無人機外轉子永磁同步電機 電磁振動噪聲 巡航轉速 混合粒子群優化算法

0 引言

多旋翼無人機（Unmanned Aerial Vehicle, UAV）在政府公共服務和民用領域中發揮著日益重要的作用[1]。隨著無人機技術的不斷發展，其電機轉速、功率和拉力也不斷提高，導致振動、噪聲和聲音平順性（Noise Vibration Harshness, NVH）問題日益嚴重。無人機的運行噪聲不僅對消費者體驗產生負面影響，還會干擾操作人員和周圍環境，限制無人機在語音識別技術和人工智能交互等領域的應用潛力[2-3]。

因此，研究無人機噪聲問題具有重要意義。特別是針對無人機的巡航噪聲進行降噪優化，以減少其對人們生活的影響。在噪聲問題中，無人機的噪聲主要來自高速旋轉的螺旋槳和永磁同步電機（Permanent Magnet Synchronous Motor, PMSM）的電磁噪聲。針對螺旋槳噪聲產生機理和抑制方法的研究已經取得了顯著成果，使螺旋槳噪聲得到了有效改善[4]。因此，近年來，無人機電機輻射的噪聲引起了越來越多的關注，成為一個新的研究重點。

在無人機降噪的研究中，文獻[4]通過圓柱形微穿孔板吸收器與碳纖維多孔材料耦合的復合吸音結構降低了小型四旋翼無人機電機的噪聲。文獻[5]設計了一種用于無人機的無刷電機減振固定結構，通過優化定子齒軛參數和繞組排布策略，采取一體化處理的機座和固定底座，加強支撐定子鐵心并填充緩沖材料，同時在模塊之間設置彈性連接，以達到減少低階徑向激振力波。本研究是一款無人機外轉子PMSM，故可參考PMSM的振動噪聲研究。徑向電磁力是中小功率電機電磁噪聲的主要來源。文獻[3-9]都對徑向電磁力引起的振動和噪聲給予了很大關注。文獻[6]針對瓦片形磁極永磁電機中2階徑向電磁力波引起的振動問題，提出了優化磁極參數的方法，但沒有實驗驗證。文獻[7]采用極間虛齒結構削弱表貼式PMSM的六倍頻振動噪聲，并通過實驗驗證了理論和有限元模型的正確性。文獻[8]研究了電機的充磁方式對振動噪聲的影響，發現在一定范圍內氣隙磁通密度3次諧波存在最優值，可減小電機振動噪聲。文獻[9]研究了一臺40極240槽斜槽PMSM，發現零階徑向力引起的齒槽頻次振動大于力波次數為極數40的2倍頻徑向振動。目前，國內外已有許多學者對電機振動噪聲的削弱方法進行研究。文獻[10]研究了隔離分數槽集中繞組永磁同步電機中不同設計參數對NVH性能的影響，并提出了集中單位力響應法來分析電磁和結構影響，用于NVH性能優化決策。文獻[11-12]探討了電機在不完全對稱情況下對振動噪聲產生的影響。文獻[11]通過對受偏心率影響的電磁因素進行研究分析，構建了電機的整體結構模型，并將電磁特性分析結果應用于機械系統進行振動分析。文獻[12]提出一種分段交錯不等磁極的削弱方法，該方法有效保證了電機轉矩密度。文獻[13-17]致力于通過PMSM的結構優化來減少電機振動噪聲。文獻[13]基于結構優化的方法，研究了兩相電流和電磁力誘導典型工況下的共振降噪。文獻[14]提出一種新型定轉子結構，通過仿真對比優化前后電機的電磁振動噪聲，并發現電機結構優化后整體性能得到改善。文獻[15]提出一種混合磁極轉子結構來削弱低階電磁激振力諧波分量進而抑制電磁振動。文獻[16]針對內置式多層磁鋼的PMSM，提出通過優化電機轉子結構來抑制電機振動噪聲的方法，并分析了極槽配合對振動噪聲的影響。文獻[17]以8極48槽永磁同步電機為例，建立了單層和雙層永磁體兩種內置式轉子的有限元模型，通過仿真分析比較了兩種電機的電磁振動噪聲特性。上述對電磁振動噪聲的削弱方法，主要對電機的幾何結構進行優化。其他方法則主要關注電流激勵對電磁振動噪聲的影響。文獻[18]以電動大巴車用72槽12極內置式PMSM為研究對象，采用定子繞組注入13次諧波電流的方法，削弱0階徑向電磁力波引起的振動噪聲。文獻[19]介紹了注入磁鏈諧波的方法，相對于傳統磁場定向控制，該方法可降低電機的總聲壓級約10 dB。文獻[20]分析磁致伸縮效應對鐵心振動的影響，通過諧波電流注入法削弱電機的4倍頻法向電磁力，進而抑制電機的4倍電頻率振動。

綜上所述，目前針對抑制電機電磁振動噪聲的方法研究頗多，但是一些降噪方法會降低電機輸出轉矩或者提高制造成本和復雜性。本文針對一臺17 kW無人機用表貼式PMSM，通過解析計算和有限元分析電機徑向氣隙磁通密度的頻率特征與電機噪聲。并在保持與原電機輸出轉矩幾乎一致的基礎上，提出一種優化磁極參數與定子開槽結構來抑制電機振動噪聲。對比分析優化前后電機電磁性能和噪聲特性變化。最后，通過實驗驗證了優化后結構對電機噪聲具有削弱效果，同時證明了仿真結果的有效性。

1 電磁振動分析

PMSM的噪聲輻射與電磁振動之間存在很強的關聯性[21]。實踐證明，通過優化電磁設計、改善電機磁通密度和電磁力波，可以有效改善電機的振動噪聲性能。因此，針對PMSM的磁通密度、電磁力波和電磁振動噪聲展開研究，將有助于揭示電機振動噪聲的內在規律，對于電機噪聲的抑制具有重要的理論意義和實用價值。

圖1所示為無人機用17 kW表貼式外轉子PMSM-3D結構模型，由前、后端蓋、機殼、永磁體、定子以及定子繞組組成。

圖1 17 kW表貼式PMSM-3D結構模型

1.1 徑向電磁分析

在17 kW的PMSM中，氣隙磁場主要由永磁體（Permanent Magnet, PM）場和電樞反應（Armature Reaction, AR）場組成。定子開槽的效果始終作為相對滲透函數引入。當忽略磁路的飽和度時，由此產生的徑向氣隙磁通密度r可以表示為

其中，外轉子PMSM的PM場徑向氣隙磁通密度表達式為

其中

式中，為真空磁導率，；mr為相對磁導率；Brs為永磁體剩磁；為極弧系數。

式中，s為槽數；為電樞反應場的不同諧波階數；s為旋轉方向；av為次AR場諧波幅值；0為相對磁導率的直流分量；au為Qs階次相對磁導率幅值。

對于具有不同槽極組合和雙層繞組的永磁同步電機，有

其中

根據麥克斯韋應力張量法[23-24]，忽略切向磁通密度分量，導致永磁體表面產生噪聲的徑向電磁力波可以表示為

將式（2）、式（5）、式（6）代入式（8），則有

根據多項式乘法規則，將式（9）展開可得到九項，根據來源可分為六類。利用三角函數的乘積求和公式推導得到這6個力源的振幅、頻率，見表1，表中，r為轉子的旋轉頻率。

表1 徑向電磁力密度的來源、振幅和頻率

Tab.1 Sources, amplitudes and frequencies of radial electromagnetic force densities

從表1可以看出，負載下的徑向電磁力頻率等于3psr。當內轉子電機通正弦電流激勵時，作用在定子表面的徑向電磁力的頻率等于2psr。因此，外轉子PMSM輻射噪聲的頻率特性與內轉子PMSM是不同的。但是，這兩種PMSM的空間特征是相同的?？蛰d下的徑向電磁力頻率等于sr，來自永磁場和定子開槽的相互作用?？紤]通過優化磁極參數、調整槽口大小改變各次氣隙磁通密度諧波的幅值和分布，進而改變徑向電磁力波各諧波力分量，最終達到減小電機電磁振動及噪聲的目的。

1.2 磁極與開槽參數對徑向氣隙磁通密度的影響

本研究采用的電機為無人機用外轉子PMSM，樣機基本參數見表2，永磁體采用徑向充磁方式。

表2 無人機用外轉子PMSM基本數據

Tab.2 Basic data of external rotor PMSM for drones

由于徑向氣隙磁通密度、徑向電磁力是產生電機振動噪聲的原因[25]，故優先分析磁極參數、槽口大小對徑向氣隙磁通密度、徑向電磁力的影響。在眾多徑向氣隙磁通密度諧波分量中，對電機電磁振動噪聲起決定作用的主要為空間階次較低、幅值較大的諧波分量[26]。

首先對電機巡航轉速下徑向氣隙磁通密度進行快速傅里葉變換（Fast Fourier Transform, FFT）分析，如圖3所示。由于電機采用分數槽設計，氣隙磁通密度諧波分量較整數槽電機更加豐富，會產生分數次諧波。但從圖3可以觀察到分數次諧波幅值并不高，所在區域為低幅值諧波區域；低次諧波中，3、5次諧波幅值較大，對所產生的電磁振動噪聲影響較大，其余次諧波幅值較低；高次諧波相互作用產生的諧波因其幅值較小，對基波影響不大。且外轉子機殼振動形變與力波空間階次的四次方成反比，高階力波所激發的電磁振動噪聲較小，故可忽略不計。

圖3 電機徑向氣隙磁通密度FFT分析

綜上所述，需探究極弧系數、磁極厚度以及定子開槽大小與3、5次徑向氣隙磁通密度幅值的關系。最終通過優化三者的結構參數，降低3、5次徑向氣隙磁通密度幅值以減小電機振動噪聲。

1.2.1 極弧系數、磁極厚度與定子開槽對氣隙磁通密度基波幅值影響

為了研究極弧系數p、磁極厚度m與定子開槽大小S0對氣隙磁通密度基波幅值r1的影響，以p、m與S0為輸入變量，r1為輸出變量。計算不同p、m、S0下各次諧波的幅值。三者與r1的關系如圖4所示。

圖4 各參數與Br1關系

由圖4可知，隨著極弧系數p與磁極厚度m的增加，r1呈現出增長的趨勢；當p達到0.8后，其增長率趨于穩定；當m達到3.7 mm后，基波幅值增長率變小，但依舊呈正線性相關。而當定子開槽S0增加時，r1呈現出負增長的趨勢。

1.2.2 極弧系數對氣隙磁通密度3、5次諧波幅值影響

為了研究極弧系數p對低次諧波的影響，以p為輸入變量，氣隙磁通密度3次諧波幅值r3與5次諧波幅值r5為輸出變量。由圖4可知，當p取值過小時，不僅會影響基波氣隙磁通密度幅值，而且會降低電機整體性能，例如電機轉矩。原電機電磁方案極弧系數為0.9，故選取p=0.6～0.99進行計算，磁極厚度、定子開槽大小與原始樣機相同。利用公式計算徑向充磁時不同極弧系數下3、5次諧波的幅值。p與輸出變量的關系如圖5所示。

圖5 極弧系數與3、5次諧波關系

由圖5可知，隨著p的增加，空間氣隙磁通密度諧波幅值r3與r5都呈現出先減小再增大的趨勢。當p在0.67附近時，r3達到最??；當極弧系數在0.8附近時，r5達到最小。

1.2.3 磁極厚度對氣隙磁通密度3、5次諧波幅值 影響

磁極厚度m取值過小會導致氣隙磁通密度基波幅值過小，由于氣隙長度限制，m取值不宜過大，故取m=2.5～5.5 mm，充磁方向為徑向充磁，極弧系數、定子開槽大小與原方案一致。與1.2.2節類似，計算不同極弧系數下3、5次諧波的幅值。磁極厚度與低次諧波影響計算結果如圖6所示。

圖6 Hm與3、5次諧波關系

由圖6可知，隨著m的增加，空間氣隙磁通密度的3次諧波幅值r3與5次諧波幅值r5都呈現正相關的趨勢。

1.2.4 定子開槽對3、5次氣隙磁通密度諧波幅值影響分析

與1.2.3節類似，取S0=2～6 mm進行計算分析，極弧系數、永磁體厚度與原方案一致。計算徑向充磁時不同極弧系數下3次諧波與5次諧波的幅值。S0對3、5次諧波幅值影響計算結果如圖7所示。

圖7 定子開槽與3、5次諧波關系

由圖7可知，隨著S0的增加，空間氣隙磁通密度的3次諧波幅值r3與5次諧波r5幅值呈現負相關關系。

1.3 有限元分析

17 kW無人機用外轉子PMSM，電機為分數槽雙層繞組設計，具有15對極和36個定子槽。對于30極/36槽的PMSM，其極數和槽數的最大公因式ps=6。在電磁力的分析上可以認為該PMSM由6個5極/6槽電機組成。在借助Maxwell設計電機時，設計為1/6電磁模型，圖8為1/2電磁結構模型。

圖8 電機電磁結構模型

分析電機在空載工況與額定電流負載工況下的徑向氣隙磁通密度。借助有限元仿真軟件計算空載和帶載情況下，徑向氣隙磁通密度在一個電周期內空間一周的二維時空分布，結果如圖9所示。

圖9 徑向氣隙磁通密度分析

對上述計算的徑向氣隙磁通密度在一個電周期內空間一周的二維時空分布進行二維FFT分解，結果如圖10所示。

圖10 徑向氣隙磁通密度FFT分析

由圖10可知，徑向氣隙磁場的空間基波、3次及5次諧波幅值較高，由于AR場的介入，負載工況下的徑向氣隙磁場諧波更加豐富。

2 振動噪聲分析

建立多物理場模型來計算PMSM的振動和噪聲。首先，建立二維電磁有限元模型，計算永磁體表面的節點力，三維完整模型中的節點力是根據PMSM的周期性獲得的，并假設電磁力在軸向上均勻分布。然后，建立PMSM三維結構模型，進行模態仿真，節點力通過插值從電磁模型加載到結構模型。這樣，就考慮到了電磁力的不均勻分布。最后，采用模態疊加法計算振動和噪聲。PMSM噪聲計算的一般過程如圖11所示。

圖11 PMSM的噪聲計算程序

2.1 PMSM的振動模態分析

電機的電磁噪聲除了與氣隙磁場產生的電磁力波頻率、階數和幅值有關之外，還與電機的結構固有模態有關。外轉子電機電磁噪聲主要由電機轉子及殼體的振動產生。因此，提前通過仿真預估轉子的固有頻率，并將電磁力頻率和轉子固有頻率錯開，是減小電磁噪聲的有效手段。

借助Workbench平臺搭建電磁-結構耦合分析模型。構建了一個精確的有限元結構模型來預測轉子的振動。轉子結構由轉子外殼、PM、內端和外端蓋組成。圖12為電機實物圖與有限元結構模型。

圖12 PMSM轉子模型

當電機徑向力波頻率與轉子的某階固有頻率相等或相近時，就會引起共振。此時，即使徑向力波的幅值不大，也會導致轉子較大的振動，進而產生較大的電磁噪聲。對電機噪聲而言，最重要的是空間振型六階以下的固有模態與固有頻率。其對應的電磁力波頻率波形，分別如圖13和圖14所示，圖中，為空間階次，為時間階次。

本文抽取的10個樣本城市房地產交易額均位居全國前列，其房地產企業數量眾多，交易量也頗為巨大，這表明，其區域房地產市場的競爭性仍然較強。我們再看樣本城市中市場規模較大的前10位重點企業的產品銷售情況，本文參考CRIC大數據和中國指數研究院發布的2015～2017年各大城市銷售額TOP10的房地產企業數據 （篇幅所限，具體數據從略），測算每個樣本城市的行業集中度指標CR4和CR8，通過這兩個指標數據來反映區域房地產市場結構的實際情況。

圖13 電機轉子固有模態

圖14 電磁力波頻率波形

由于ps=6，能引起電機共振的模態為空間=6階與空間=0階。通過解析法計算徑向電磁力頻率。在全工況轉速下，得到轉子與轉子、定子與轉子、定子與定子相互作用產生的徑向電磁力波和空間6階、空間0階模態作用曲線。

電磁力波與模態空間交互圖如圖15所示。圖中，為電流頻率。由圖15可知，5 600 Hz頻率線分別與空間6階14、16、20、22相交，6 500 Hz頻率線分別與空間0階12、18、24相交，這些交點是電磁力頻率與模態頻率接近的點，有可能會產生共振以及尖端噪聲。

圖15 電磁力波與模態空間交互圖

2.2 PMSM的噪聲分析

為更好地了解該電機的振動噪聲特性，對電機進行振動噪聲仿真。首先建立電機聲場模型。聲場共分為最外層的物理層區域和內側的聲學區域。為了便于網格剖分，將最外側的物理層區域進行分割。圖16所示為導入巡航轉速點1 880 r/min的聲場模型。

圖16 聲場模型

在額定電流下，設置電機轉速從低轉速130 r/min到峰值轉速2 380 r/min，共10個步長，對電機空載和負載兩種情況進行多工況全速域噪聲分析。圖17所示分別為電機在空載和額定負載工況下的等效輻射功率級瀑布圖。

由圖17可知，多轉速下在6 500 Hz左右，電機空載和帶載的噪聲頻率帶最為明顯，這與2.1節電磁力波仿真結果保持一致。在帶載情況下的噪聲比空載的噪聲稍豐富，二者等效輻射功率瀑布圖波形幾乎一致。

由于無人機長時間處于巡航工作狀態下，故對巡航轉速進行聲仿真是必要的。圖18所示為電機在巡航轉速下空載和額定負載工況進行噪聲仿真。由圖18可知，電機在6 500 Hz附近出現較大的噪聲帶，出現尖端噪聲，且超過70 dB。分別對應空間模態為6階與0階?？梢钥闯?，空間0階模態對電機噪聲的影響最大，且在6 580 Hz處出現最大噪聲為74.22 dB?？蛰d與帶載情況下的噪聲波形幾乎一致，空載噪聲比帶載情況低2～3 dB，且在噪聲帶處的尖端噪聲差異很小。

圖18 巡航轉速等效輻射功率級

3 電機振動噪聲優化設計與分析

根據圖18，噪聲帶對應的聲壓級數值較大。且人耳長時間處于大于70 dB的環境中會受到較大的損傷。因此，需要采用合適方法對該電機的噪聲進行優化。

3.1 多目標函數優化

對于目標函數約束條件，優化設計需要保證電機轉矩性能，轉矩性能變化必然會影響到電機的工作性能。因此，約束條件必須滿足以下兩個要求：①輸入參數的范圍必須在設計參數的最大值和最小值范圍內；②在不影響平均轉矩avg與轉矩脈動條件下，對輸入電機結構參數進行優化。

綜合考慮，本文選擇了avg變化范圍不大于1%且值小于等于原方案值（3.56%），徑向氣隙磁通密度基波幅值誤差范圍不超過3%作為約束條件。目標函數與約束條件表達式為

其中

表3 原方案參數初始值與優化約束范圍

Tab.3 Initial values of the original scheme parameters and optimized constraint ranges

為了更好地體現輸入參數與優化量之間的關系。引入靈敏度矩陣為

表4 靈敏度矩陣

Tab.4 Sensitivity matrix

靈敏度絕對值越大，則表示設計參數對輸出參數的影響越大。由表4可知，極弧系數p對r3的靈敏因子達到了0.89，永磁體厚度m對r1、r5的靈敏因子分別達到了0.9和0.49；m與p對平均轉矩的靈敏因子分別達到了0.62、0.63；S0對轉矩脈動的靈敏因子達到了-0.4。

對于多目標優化問題，采用混合粒子群優化算法對電機進行參數優化求解。在設計空間均勻選取了9 900個優化數據樣本點陣。最后在約束條件下，求解得到如圖19所示優化結果。

圖19 數據點優化結果

圖19中，灰色數據點為不滿足約束條件的優化點；黑色數據點為滿足樣本優化約束條件的優化點；紅色區域為帕累托最優解集；綠色數據點為驗證設計點。最終篩選出3個備選優化方案，見表5。

表5 結構優化方案

Tab.5 Optimization plan for rotor magnetic pole

3.2 結構優化前后電機的噪聲和電磁性能對比

建立不同方案下電機轉子結構有限元仿真模型，對徑向氣隙磁通密度進行傅里葉變換分解得到其諧波分布如圖20所示，為方便觀察，分數次諧波未顯示。

各方案基波幅值r1基本保持不變，方案一比原方案的徑向氣隙磁通密度3階、5階分量幅值下降了45.57%、60.92%；方案二保持3階幅值分量與原方案基本持平，5階分量幅值下降了30.79%；方案三保持5階幅值分量與原方案基本持平，3階分量幅值下降61.59%。

圖20 徑向氣隙磁通密度諧波對比

通過仿真得到各方案下徑向電磁力密度時空分布，并對其進行快速傅里葉分解，圖21所示為前三整數階電磁力峰值FFT對比。在0階徑向電磁力分量中，方案一與方案三的電磁力幅值下降分別為5.88%、1.84%；在2階分量中，各個方案均有不同程度下降，依次為33.03%、5.83%、39.38%；對于徑向電磁力4階分量，方案一和方案二的幅值分別下降6.81%、23.68%，方案三的幅值略微上升。由于電機振動時動態形變的振幅與電磁激振力空間階數的4次方成反比，故徑向電磁力0階分量在電機中起重要作用，因此方案一對于電磁激振力的抑制效果最佳。

圖21 徑向電磁激振力FFT優化前后對比

構建各個方案下的新結構電機磁-結構固耦合模型，計算其聲功率級。針對電機轉子以及定子槽口進行優化設計，在振動噪聲有限元計算中忽略了電機的定子部分，對轉子磁極部分重新進行建模。各方案下電機巡航轉速等效輻射功率級如圖22所示，圖中標注的數據點為原方案在不同頻率點的聲功率級。

圖22 巡航轉速等效輻射功率級優化對比

相較于原方案，新方案的各個噪聲帶處的尖端噪聲幅值均有不同程度的降低，其中方案一取得最小值，該結構下的最大聲功率幅值相較于原結構降低了約6 dB，且在不同的頻率點處的振動噪聲幅值亦有明顯下降，電機噪聲抑制效果明顯。

在巡航轉速與額定電流下，電機各個方案的轉矩波形如圖23所示。轉矩波動系數為

式中，Tmax、Tmin分別為電磁轉矩的最大、最小值。由圖23可知，各結構下電機Tavg的數值接近，但方案三的轉矩波動降幅達45%；方案一次之，轉矩波動降幅達32%?？梢钥闯?，本文優化的電機結構在不同程度上提高了電機轉矩性能。

結合上述各方案對于等效輻射聲功率級的優化結果可知，方案一對電機綜合性能的提升最為顯著，因此可將其確定為電機轉子優化與定子開槽大小的最終方案。

4 實驗

為了驗證分析理論及方法的正確性，對電機仿真結果進行實驗驗證。實驗分兩個步驟進行驗證。第一步驗證巡航轉速下的噪聲是否優化，第二步驗證巡航轉速下的轉矩脈動是否降低。

4.1 巡航轉速下的噪聲實驗

由仿真結果可知，在帶載和空載情況下的噪聲波形及空間特性十分接近，故只對空載情況下電機巡航轉速噪聲進行驗證。噪聲測試的實驗平臺與數據采集平臺分別如圖24、圖25所示。電機被放在消聲室內，共5個測試點，麥克風置于離電機機殼表面1 m位置。實驗中采用LMS系統采集數據，利用Testlab軟件進行數據分析。

圖24 電機噪聲測試消音室平臺

圖25 電機噪聲測試數據采集平臺

在巡航轉速下，噪聲實驗結果如圖26所示?？梢钥闯?，實驗與仿真結果存在一定誤差，這主要是因為進行有限元仿真時，對模型進行了適當的簡化和等效，且未考慮機械結構及固定方式等因素的影響。但誤差在可接受的范圍內，實驗與仿真聲功率趨勢基本一致，且峰值噪聲頻率帶6 600 Hz附近。因此有限元結果與實驗結果的對比，可驗證理論分析及仿真結果的有效性。

電機在6 600 Hz噪聲帶的最大尖端電磁振動噪聲由最初的71.61 dB降低至65.25 dB，降低了6.36 dB，下降了約8.9%。此外，在2 200 Hz噪聲帶的最大噪聲由最初的66.79 dB降低至56.80 dB，降低了9.99 dB，下降了約15.0%；在4 700 Hz噪聲帶的最大噪聲由最初的68.56 dB，降低至63.23 dB降低了5.33 dB，下降了約7.8%。雖然，在1 100 Hz附近最大噪聲有小幅度上升，但電機在巡航狀態下的電機電磁噪聲整體降低。

4.2 巡航轉速下的電機電磁轉矩實驗

進一步驗證電機轉矩性能。測試平臺與內部連接平臺分別如圖27、圖28所示。為確保安全，電機被置于箱內。當電機達到巡航轉速，每5 s采集一次轉矩數據。

在巡航轉速下，轉矩實驗結果如圖29所示。仿真中各個方案的平均轉矩數值接近，實驗中的原方案平均轉矩為87.436 4 N·m，優化方案為87.556 8 N·m，平均轉矩幾乎不變。仿真中原方案轉矩波動為3.56%，實驗中為3.30%；優化方案轉矩波動為2.42%，實測結果為2.16%。轉矩波動整體下降了34.5%?？梢钥闯?，實驗與仿真結果的誤差很小，可驗證電磁仿真結果的有效性。

圖27 電機轉矩測試實驗

圖28 內部17 kW電機連接平臺

圖29 巡航轉速下電機轉矩測試數據對比

5 結論

本文推導了表貼式永磁電機空間徑向氣隙磁通密度與磁極參數的函數關系。分析了磁極參數、定子開槽對徑向氣隙磁通密度諧波幅值的影響，研究轉子模態與電磁力作用機理。采用了混合粒子群優化算法對結構參數進行優化。最后對優化樣機進行了噪聲實驗，降低了無人機巡航轉速下的尖端噪聲，驗證了仿真及理論的正確性。所得結論可對降低無人機電機尖端噪聲提供參考。

1）與現有的電機結構優化方法相比，本文在保持電機輸出平均轉矩情況下，降低了電機的轉矩 波動。

2）本文以17 kW無人機用36極/30槽外轉子電機為例，優化極弧系數、永磁體厚度以及開槽參數，降低3、5次氣隙磁通密度諧波的幅值，從而有效地削弱徑向電磁力及其引起的振動噪聲峰值。在實驗結果中，巡航轉速尖端噪聲下降約6 dB。

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Vibration Noise Analysis and Tip Noise Optimization of Unmanned Aerial Vehicle 17 kW Motor at Cruise Speed

1,211,211

（1. School of Artificial Intelligence Hangzhou Dianzi University Hangzhou 310018 China 2. Wolong Electric Group Co. Ltd Shangyu 312300 China）

In unmanned aerial vehicle (UAV) noise fields, extensive research on propeller noise generation mechanisms and suppression methods has achieved remarkable results. The noise radiated by UAV motors has become a new research focus. The study addresses a 17 kW UAV with a surface-mounted external rotor permanent magnet synchronous motor. The existing methods reduce the motor output torque but increase manufacturing complexity. Therefore, the paper proposes an optimization method for pole and stator slotting parameters to improve the motor vibration noise without reducing the output torque.

Since radial air-gap flux density and radial electromagnetic force cause motor vibration noises, the space harmonic characteristics of the radial air-gap flux density are analyzed according to the effects of the magnetic pole and stator slotting parameters on the amplitude of low-order radial air-gap flux density. Rotor modal simulation is carried out to investigate the mechanism of the radial electromagnetic force and the motor space modes. Then, the characteristics of electromagnetic vibration noises at multiple speeds are analyzed, focusing on the vibration noise at a cruising speed of 1 880 r/min. A multi-objective optimization mathematical model is established using a hybrid particle swarm optimization algorithm, taking the average torque, torque pulsation, and flux density fundamental wave amplitude as the constraints. After comparing three alternatives, Scheme 1 is selected as the optimization scheme. The simulation shows that the amplitude of the 3rd and 5th-order components of the radial air gap magnetization is decreased by 45.57% and 60.92% compared with the original scheme. The magnitude of the radial electromagnetic force decreases by 5.88% in the fundamental component, 33.03% in the 2nd component, and 6.81% in the 4th component. The torque fluctuation of Scheme 1 decreases by 32% when the average torque is almost unchanged.

Experimental results show that after structure optimization, the electromagnetic vibration tip noise at the cruising speed is reduced by 6.36 dB from the initial 71.61 dB to 65.25 dB, and the overall performance of the motor vibration noise is improved at multiple speeds. The optimized structure significantly suppresses the UAV motor tip vibration noise at the cruising speed. In addition, the average torque is 87.44 N·m for the original scheme and 87.56 N·m for the optimized scheme, and the average torque is almost constant. The torque pulsation is 3.30%, and the torque fluctuation of the optimized scheme is 2.16%. The overall decrease in torque fluctuation is 34.5%. The optimized structure reduces the tip noise of the motor and optimizes the torque pulsation.

Unmanned aerial vehicle (UAV) outer rotor permanent magnet synchronous motor, electro- magnetic vibration noise, cruise speed, hybrid particle swarm optimization algorithm

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.231228

TM351

國家自然科學基金資助項目（51877059）。

2023-07-31

2023-08-30

劉棟良 男，1977年生，教授，碩士生導師，研究方向為電機及其控制、新能源及電力電子/電動汽車驅動系統、電動航空驅動系統、電動船舶推進系統。E-mail: LiuDL@hdu.edu.cn

詹成根 男，1997年生，碩士研究生，研究方向為電動航空驅動系統。E-mail: 1376438612@qq.com（通信作者）

（編輯 崔文靜）