具有諧振軟開關的高增益耦合電感組合Boost-Zeta變換器

孫瑄瑨 榮德生 王 寧

具有諧振軟開關的高增益耦合電感組合Boost-Zeta變換器

孫瑄瑨1榮德生1王 寧2

（1. 遼寧工程技術大學電氣與控制工程學院 葫蘆島 125105 2. 中國礦業大學（北京）機電與信息工程學院 北京 100083）

該文提出一種適用于光伏發電系統的具有諧振軟開關的高增益耦合電感組合Boost-Zeta變換器。該變換器是由Boost變換器與Zeta變換器組合并引入有源鉗位支路和諧振耦合倍壓單元而得到。所提變換器利用拓撲組合和耦合倍壓技術實現了非常高的電壓增益。利用有源鉗位支路，實現了所有開關管零電壓開通。同時，利用二次繞組與諧振電容諧振實現了所有二極管的零電流關斷，有效地解決了二極管反向恢復問題。分析變換器的工作原理，給出變換器的各項性能參數和軟開關實現條件。所提變換器還可通過疊加倍壓單元進一步提升電壓增益。最后，搭建一臺200 W實驗樣機，對理論分析進行了驗證。

高增益 耦合電感 Boost-Zeta變換器 有源鉗位 諧振 零電壓軟開關 零電流軟開關

0 引言

隨著“碳達峰、碳中和”戰略的實施，綠色清潔環保能源成為能源發展的主流，在全面促進低碳轉型方面至關重要[1]。為了提升能源利用率，分布式發電技術迅速發展[2]。在中小功率分布式光伏、燃料電池發電系統中，光伏陣列和燃料電池輸出的電壓非常低，為了實現后級并網以及直流電網電壓所需的較高電壓，具有高升壓能力的DC-DC變換器作為電能轉換的核心必不可少，其性能的優劣直接影響到整個發電系統的運行[3-4]。

傳統升壓DC-DC變換器（如Boost、Buck-Boost、Cuk、Zeta、Sepic等）由于升壓能力不足，在極限占空比下會導致較大的器件電壓電流應力、較大的開關損耗和二極管反向恢復等問題，無法滿足高升壓場合應用，因此國內外學者提出多種高增益方 案[5-6]。文獻[7-8]提出采用開關電感單元提升變換器的電壓增益，利用開關電感結構中的兩個電感并聯充電、串聯放電實現增益的提升。但是開關電感結構只能提升電壓增益，為有效地減小開關管電壓應力，在文獻[9-10]中提出有源開關電感結構，既可實現電壓增益的提升，還可降低開關管的電壓應力。文獻[11-13]中提出具有開關電容的變換器，利用開關電容結構可獲得更高的電壓增益。開關電感和開關電容還可組合應用[14-15]。但是由于實際應用中相同型號元器件存在誤差，開關電感結構會存在不均流現象，而開關電容結構則會產生較大的電流沖擊，影響變換器的效率。同時，多個開關電感/電容結構會增加變換器的成本。由于耦合倍壓技術可通過調節耦合電感的匝比靈活調節電壓增益而無需過多元器件，因此該技術得到了廣泛應用[16-17]。但是由于耦合電感存在漏感，其會與開關管的寄生電容產生諧振，開關管在關斷瞬間會產生較大的電壓沖擊。因此，在文獻[18-20]中采用無源鉗位支路吸收漏感能量，有效地減小了開關管的電壓應力，同時利用漏感還可實現開關管的零電流軟開關（Zero Current Switching, ZCS）開通。文獻[21-24]中采用有源鉗位支路吸收漏感能量，同時還可利用漏感實現開關管的零電壓軟開關（Zero Voltage Switching, ZVS）開通。但是上述變換器中的二極管的反向恢復問題依舊存在。文獻[25]在雙管諧振變換器基礎上提出具有諧振軟開關的耦合電感高增益變換器，利用諧振的方式，實現了主電路二極管的自關斷，有效地降低了二極管反向恢復損耗，但是耦合電感單元中二極管的反向恢復問題依舊存在。文獻[26-28]采用諧振方式可實現全負載范圍軟開關，但諧振變換器一般應用于降壓場合。

由于多數高增益方案采用的元器件數量較多，存在硬開關以及二極管反向恢復較大等問題，難以滿足光伏發電系統中所需高效率低成本的需求。因此，本文采用拓撲組合技術、耦合倍壓技術以及諧振軟開關技術相結合。利用拓撲組合技術，將Boost變換器和Zeta變換器組合，提出一種Boost-Zeta變換器拓撲結構。在此拓撲的基礎上，引入耦合諧振倍壓單元和有源鉗位支路，提出的變換器在具有較高電壓增益的同時，利用有源鉗位實現所有開關管的ZVS開通。利用耦合諧振倍壓單元實現所有二極管的諧振ZCS關斷，并且諧振周期不影響電壓增益，變換器僅有占空比一個控制變量，控制方式簡單。所提變換器還可通過疊加倍壓單元進一步提升電壓增益，給出拓撲擴展的一般規律。最后，制作了一臺200 W的實驗樣機，驗證了理論分析的正確性。

1 所提變換器的拓撲結構及工作模態分析

1.1 所提變換器拓撲結構

利用拓撲組合的思想，在傳統Boost變換器的基礎上，通過與Zeta變換器在輸入端并聯、輸出端串聯，實現兩種傳統變換器的拓撲組合。為進一步提升功率密度，可將相同的前級儲能結構合并，得到一種組合Boost-Zeta變換器拓撲結構，如圖1a所示。為了進一步提升組合Boost-Zeta變換器的電壓增益，改善原拓撲的硬開關特性，將原拓撲中的二極管VD2替換為輔助開關管S2與電容2組成有源鉗位支路，開關管S2與S1互補導通。同時，引入耦合電感倍壓技術，將儲能電感作為耦合電感的一次繞組p、二次繞組s與諧振電容r、二極管VD2組成諧振耦合電感倍壓單元（Resonance Coupled-Inductor Voltage Multiplier Cell, RCI- VMC）串聯至二極管VD1支路中，得到所提變換器拓撲結構，如圖1b所示。

1.2 所提變換器工作模態分析

所提變換器等效電路如圖2所示。耦合電感結構可由漏感k、勵磁電感m、耦合電感匝比=s/p的理想變壓器組成。開關管S1和S2由理想開關并聯體二極管、寄生電容組成。

在對所提變換器進行分析前，做如下幾點假設：

（1）所有二極管均為理想器件，即導通關斷時間均為0，關斷電阻為無限大，忽略導通壓降。

（2）所有電容均為理想元件，且電容1和2足夠大，其紋波電壓和寄生參數可以忽略。電容r為諧振電容，其最大電壓為Vrmax，最小電壓為Vrmin。

在一個開關周期內，變換器共存在八種工作模態，圖3為所提變換器主要波形。各個工作模態的等效電路如圖4所示。

圖2 所提變換器等效電路

圖3 所提變換器主要波形

圖4 所提變換器工作模態

模態Ⅷ[7,8]：在7時刻，所有二極管關斷。一次側p持續給電容2充電，電流im線性下降。輸出電感o持續向負載放電，電流io線性下降。至8時刻，開關管S2關斷，一個開關周期結束。

2 所提變換器穩態性能分析

2.1 電壓增益

耦合電感的耦合系數可表示為

為了便于穩態分析，可忽略較短的死區時間。根據電容1、2和r的安秒平衡原理，得到二極管VD1和VD2的平均電流等于輸出電流o，結合式（1）、式（3），有

根據式（6）、式（7），得到電容Vr的電壓最小值和最大值表達式分別為

根據勵磁電感m在一個周期內的伏秒平衡原理，有

其中

式中，為占空比。

求解式（10），得到電容2的電壓表達式為

根據模態Ⅲ，有

結合式（8）、式（9）和式（11），得到電容1的電壓表達式為

根據輸出電感o在一個周期內的伏秒平衡原理，有

結合式（11）和式（13），得到所提變換器的電壓增益表達式為

根據式（15），給出電壓增益G在不同匝比n和耦合系數k下的變化曲線，如圖5所示?？梢钥闯?，電壓增益G隨著匝比n的增大而增大，但是隨著耦合系數k的減小，電壓增益也會有所減小，故在實際中應盡量使得兩個耦合電感正向全耦合以減小漏感影響。

當=1時，所提變換器的電壓增益表達式為

2.2 電壓應力

根據所提變換器的穩態分析，開關管S1和S2的電壓應力表達式為

二極管VD1和VD2的電壓應力表達式為

各個開關器件的電壓應力僅與匝比的取值有關。根據式（17）和式（18），可分別繪制出開關管和二極管的電壓應力變化曲線，如圖6所示?？梢钥闯?，開關管S1和S2的電壓應力隨著匝比的增加而減小。而二極管VD1和VD2的電壓應力隨著匝比的增加而增加，但仍小于輸出電壓。故在實際中，應考慮開關器件的最大電壓應力選擇合適的 匝比。

圖6 器件電壓應力與匝比的關系

2.3 電流應力

根據各個電容在一個周期內的安秒平衡原理，得到勵磁電感m和輸出電感o的平均電流表達式分別為

假設勵磁電感m和輸出電感o的電流紋波分別為Dim和Dio，可表示為

根據穩態工作分析，開關管S1和S2的最大電流應力表達式為

二極管VD1和VD2的最大電流應力分別為

二極管VD1和VD2的電流有效值表達式為

2.4 軟開關條件

2.4.1 ZVS條件

所提變換器中的開關管S1和S2可通過ZVS開通降低開關損耗。根據穩態分析，開關管S2在驅動信號到來之前，其并聯二極管總是開通。因此，開關管S2的ZVS開通總能實現。為了實現開關管S1的ZVS開通，需要滿足如下兩個條件：①開關管S1電流應滿足S1(0)＜0，即驅動信號到來之前，體二極管導通。②開關管S2在關斷時，電感中的能量要大于寄生電容中存儲的能量。

根據條件①，有

根據式（27），勵磁電感和輸出電感應滿足條件

根據條件①，有

其中

式中，p1和p2分別為開關管S1和S2的寄生電容，電容p1和p2非常小，因此式（29）的條件易于 實現。

2.4.2 ZCS條件

為實現二極管VD1和VD2的ZCS關斷，即二次側支路要實現完整的諧振，故漏感k與電容r諧振的半個周期需小于(1-)，即

根據式（30），諧振電容r應滿足條件

故實際設計中，可根據應用場合，確定最大占空比，進而根據漏感確定諧振電容r的大小。

3 所提變換器的結構擴展和性能對比

3.1 所提變換器結構擴展

本文所提變換器不僅可以通過改變匝比提升電壓增益，還可通過疊加多個諧振耦合電感倍壓單元（RCI-VMC）對所提變換器結構進行進一步拓展。所提變換器的拓撲拓展結構如圖7所示。

圖7 所提變換器的一般結構

具有個RCI-VMC單元的電壓增益和開關管電壓應力分別表示為

可以看出，RCI-VMC單元使得所提變換器實現了更高的電壓增益，同時開關管的電壓應力也會隨之減小。但是，疊加過多單元會增添較多功率器件，在實際應用中，應考慮應用場合選擇合適的匝比及疊加單元的結構和個數。

3.2 性能對比

將本文所提變換器和近些年提出的不同倍壓技術的高增益變換器進行對比，各項性能參數對比見表1?？梢钥闯?，相較于文獻[13, 20]提出的變換器，本文所提變換器具有更高的電壓增益和更低的電壓應力。所提變換器與文獻[25]具有相同的增益與電壓應力，雖然二極管的最大電壓應力相比文獻[25]略大，但是所用的開關器件數量更少。同時，對比效率及二極管損耗，所提變換器通過諧振實現了非常小二極管反向恢復，具有更低的二極管損耗。因此，本文所提變換器在器件軟開關和成本方面具有優勢，更適合于中小功率場合下的低成本應用。

表1 性能對比

Tab.1 Performance comparison

4 實驗驗證

為驗證本文所提變換器原理的正確性，結合實際應用場合，制作一臺輸入24 V、輸出200 V、功率200 W、開關頻率為50 kHz的實驗樣機，樣機基于全國生產器件設計，其關鍵參數見表2。樣機測試平臺如圖8所示。

表2 樣機關鍵參數

Tab.2 The key parameter of prototype

圖8 樣機測試平臺

圖9和圖10分別為樣機在24 V和32 V輸入時的主要電壓電流波形。根據圖9a和圖10a可以看出，耦合電感一次電流變化與理論相同，且所提變換器具有連續的輸出電流。圖9b和圖10b為諧振電容電壓和二次繞組電流的波形?？梢钥闯?，二次側支路實現了完整的諧振。根據圖9c～圖9f和圖10c～圖10f，在200 V輸出情況下，開關管S1和S2的電壓應力均相同，約為54 V，具有非常低的電壓應力。且在不同輸入電壓情況下，兩開關管均實現了ZVS開通。圖9g和圖10g為二極管VD1和VD2電壓電流波形?？梢钥闯?，二極管VD1和VD2的最大電壓應力相同，約為145 V。同時，二極管VD1和VD2的電流在關斷之前諧振到零，均實現ZCS關斷。上述實驗結果基本與理論分析相同，驗證了理論分析的正確性。

圖9 主要實驗波形（24 V輸入）

圖11a給出樣機在不同輸入電壓下的測試效率曲線?？梢钥闯?，在滿載200 W時，24 V輸入和32 V輸入的效率分別為96.9 %和97.1 %。隨著功率提升至250 W以后效率逐漸減小。圖11b給出滿載理論損耗分解?？梢钥闯?，損耗主要發生在開關管和電感中，隨著輸入電壓的提升，開關管和電感的損耗有所減小。故使用寄生參數更小，性能更好的器件可進一步提升效率。

圖10 主要實驗波形（32 V輸入）

圖11 樣機測試效率和損耗分解

5 結論

本文提出一種具有諧振軟開關的高增益耦合電感組合Boost-Zeta變換器，詳細分析了所提變換器的工作原理及各項性能參數，并給出了所提變換器的一般拓撲結構。搭建了一臺24 V輸入、200 V輸出、滿載200 W的實驗樣機驗證理論分析，實驗結果表明，所提變換器具有以下優點：

1）利用拓撲組合和耦合倍壓技術相結合，所提變換器具有較高的電壓增益和較低的開關管電壓 應力。

2）通過引入有源鉗位支路，所有開關管可實現ZVS開通，減少了開關損耗。

3）通過二次側倍壓支路的諧振，實現了所有二極管的ZCS關斷，最大程度上緩解了二極管的反向恢復問題。

4）所提變換器控制方式簡單，僅有占空比一個控制變量，諧振并不影響電壓增益。

5）所提變換器可通過疊加倍壓單元進一步 拓展。

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High Step-Up Integrated Boost-Zeta Converter with Coupled Inductor and Resonant Soft-Switching

112

（1. Faculty of Electrical and Control Engineering Liaoning Technical University Huludao 125105 China 2. School of Mechanical Electronic and Information Engineering China University of Mining and Technology Beijing 100083）

The output voltage generated by the photovoltaic array and fuel cell is very low, which needs to be boosted to a high DC-bus voltage for inverting or grid connection. In order to obtain a DC-DC converter with high step-up capability, various boosting techniques, such as switched inductor, switched capacitor, and cascade techniques, have been proposed. However, their related converters have a large number of components and work in a hard-switching model, resulting in increased cost and reduced efficiency. Therefore, a high step-up coupled inductor integrated Boost-Zeta converter with coupled inductor and resonant soft-switching for photovoltaic/fuel cell systems has been proposed. The proposed converter achieves higher voltage gain with fewer components. Meanwhile, the resonant soft switching technique reduces the switching losses.

Firstly, the integrated Boost-Zeta converter topology is obtained by integrating the Boost converter and the Zeta converter using the topology combination technique. The voltage gain of the Boost-Zeta converter is the sum of the Boost converter and the Zeta converter. At the same time, continuous input and output currents are obtianed. Then, based on this topology, a novel converter is proposed by replacing the diodes with switches. The proposed converter has a high voltage gain using a resonantly coupled inductor voltage multiplier cell. The zero voltage switching (ZVS) turn-on of all switches is achieved by active clamp branches, which reduces voltage stress and switching losses. Meanwhile, the zero current switching (ZVS) turn-off of all diodes is achieved by resonating the secondary winding with the resonant capacitor, effectively solving the diode reverse recovery problem. Thirdly, the operation principle of the converter is analyzed, and the performance parameters of the converter and the conditions of soft switching are given. Finally, the general topology of the proposed converter is given and compared with other converters proposed in the literature.

An experimental prototype with 24 V to 32 V input and 200 V-200 W output was built. It can be seen that the ZVS turn-on of both switches is achieved. The blocking voltages of the switches are around 54 V, much lower than the output voltage. The ZCS turn-off of diodes is realized through resonance between the leakage inductor and resonant capacitor, effectively reducing the reverse recovery loss. The voltage stress of diodes is around 145 V, also lower than the output voltage. The measured efficiency of the prototype at full load is 97.1 % (32 V input), demonstrating the better performance of the proposed converter.

The conclusions can be drawn as follows. (1) The proposed converter has higher voltage gain and lower switch voltage stress using the combination and coupling multiplier techniques. (2) All switches can achieve ZVS turn-on by the active clamp branch. (3) All diodes achieve ZCS shutdown by the resonance of the secondary winding multiplier branch, which effectively alleviates the reverse recovery problem of the diodes. (4) The control of the proposed converter is simple, and the resonance does not affect the voltage gain. (5) Adding multiple voltage cells can further expand the proposed converter. The proposed converter is suitable for high step-up applications such as PV power generation and fuel cell systems.

High step-up, coupled inductor, Boost-Zeta converter, active clamp, resonant, zero voltage switching, zero current switching

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.222293

TM46

遼寧省重點攻關項目（LJ2020ZD004）和遼寧省“興遼英才計劃”項目（XLYC1906014）資助。

2022-12-12

2023-01-09

孫瑄瑨 男，1993年生，博士研究生，研究方向電力電子及其磁集成技術。E-mail: sun_xuanjin@163.com

榮德生 男，1975年生，教授，博士生導師，研究方向為節能型電力電子技術。E-mail: rongdesheng0@163.com（通信作者）

（編輯 陳 誠）