新型高增益開關電容Zeta式DC-DC變換器

楊子鑫，陳忠華

（遼寧工程技術大學 電氣與控制工程學院，遼寧 葫蘆島 125105）

0 引言

目前，光伏發電是最具可持續發展特征的新型綠色能源之一。由于光伏電池板輸出電壓較低，不能直接應用到并網逆變器直流負載。因此，需要利用DC-DC變換器將較低的電壓升高，提高傳統DC-DC變換器的電壓增益成為近幾年研究熱點[1-2]。

傳統Boost變換器的電壓增益與占空比成正比，但高占空比會導致變換器的效率降低，同時功率器件的輸出電壓應力也會增加。文獻[3]、文獻[4]通過加入開關電容提升電壓增益，但元器件數量的增多使變換器的導通損耗增加，而且存在電容充放電時電流較大的問題。文獻[5]～文獻[7]加入耦合電感倍壓結構，利用副邊給倍壓電容儲能，不僅減小了電容儲能時的電流沖擊，又改善了電壓增益。文獻[8]～文獻[12]將耦合電感與倍壓電容組合，把電容-二極管支路既當做鉗位吸收支路，減小開關管電壓應力，又做電容倍壓支路，提升變換器電壓增益。

本文提出一種高增益Zeta變換器，通過調節耦合電感的匝比N提升變換器的電壓增益。同時將開關電容中的電容-二極管結構當做鉗位支路吸收耦合電感的漏感能量，以此降低寄生電容儲能時的電流沖擊，減小開關管的電壓應力，提高變換器的轉換效率。

1 高增益開關電容Zeta變換器構成

通過等效變換Zeta變換器中的二極管-電容結構（diode-capacitor multiplier，DCM），得到等效Zeta變換器，再將兩變換器中的DCM結構進行組合，形成開關電容結構，即得到開關電容Zeta變換器。將耦合電感原邊作為開關電容Zeta變換器的前級電感，副邊與DCM組成耦合電感倍壓單元，再與其進行并聯，構成新型高增益開關電容Zeta式DC-DC變換器。該變換器中，開關電容的兩個DCM單元不僅作為鉗位吸收支路，吸收耦合電感的漏感能量，還作為電壓提升支路。變換器拓撲演變過程見圖1。

圖1 變換器拓撲結構變換Fig.1 topology transformation of converter

2 工作原理

2.1 變換器等效電路

變換器等效電路見圖2。

圖2 等效電路Fig.2 equivalent circuit

為便于分析變換器的工作原理，假設：①所有電容足夠大，忽略紋波效應；②耦合電感的耦合系數k=Lm/(Lm+Lk)，Lm為勵磁電感，Lk為漏感；③電路中各個元器件均為理想器件。

2.2 變換器模態分析

連續工作模式下，變換器一個循環周期內有5種工作形態。變換器主要波形見圖3，5種工作模態等效電路見圖4。

圖3 變換器主要參量工作波形Fig.3 main parameters of the converter working waveform

圖4 變換器工作模態等效電路Fig.4 equivalent circuit of converter operating mode

模態1[t0，t1]：開關管S以及二極管D3導通；輸入電源Vin給勵磁電感Lm與漏感Lk提供能量，勵磁繞組中的能量借助副邊繞組n2與電容C2給負載與電容C0供電；同時，電源Vin與電容C1串聯給電感L1進行能量的存儲；iD3從t0時刻開始呈線性增加，二極管D3導通。此模態電流iLm、iLk分別為

模態2[t1，t2]：漏感能量由二極管D1與D4向電容C1、C4轉移，因為漏感Lk較小，iLk迅速下降；同時，電感L1向電容C3充電；在t2時刻，副邊繞組電流逐步減小至0，二極管D3關斷，此模態結束。此模態電流iLm、iLk分別為

模態3 [t2，t3]：電感L1的能量通過二極管D4向電容C3、C4轉移，電感L1的電流iL1逐漸減??；勵磁繞組的能量經由耦合電感的副邊繞組n2向電容C2充電，電感的電流in2逐步線性上升；在放電過程中，iLm、iLk不斷減小，在t3時刻，iD1、iD4下降至0，此模態結束。此模態電流iLm、iLk分別為

模態4 [t3，t4]：僅二極管D2導通；勵磁電感Lm和電容C1、電感L1串聯向電容C3、C4充電，通過勵磁電感電流iLm持續減小。此模態電流iLm、iLk分別為

模態5[t4，t5]：電源Vin連同電容C1、C3、C4為電感L1儲能，電流iL1線性增大；在t5時刻，副邊繞組電流下降至0，同時二極管D2關斷，此模態時間較短暫。此模態電流iLm、iLk分別為

3 變換器工作性能分析

3.1 電壓增益分析

為便于穩態分析，只考慮模態1和模態3。

當變換器工作在模態1時，由圖4（a）可得

當變換器工作在模態3時，由圖4（c）可得

基于電感平衡原理得出

由式（19）、式（20）可得電容的電壓為

將式（21）～式（23）代入（14）得到變壓器在理想情況下的電壓增益為

D為0.6時，電壓增益與匝比N、耦合系數k的關系見圖5。由圖5可見，匝比N不變時，輸出增益隨k增大而增大，反之，輸出增益隨k減小而減小。因此，在設計變換器時，耦合電感應盡量做到緊耦合。

圖5 電壓增益GCCM與匝比N、耦合系數k的關系（D=0.6）Fig.5 relationship between voltage gain GCCM and turn ratio N，coupling coefficient k (D=0.6)

3.2 占空比丟失

受漏感的影響，變換器的增壓效果通常都低于理想情況。為便于理解，忽略模態2和模態5，假設漏感和電容C1、C2的諧振周期很大，故漏感電流可為直線。圖6為簡化工作波形，其中ILm、IL1分別為勵磁電感Lm、L1的平均電流，NIoT為時間DT內漏感增加的電量，IoT為T14時間內通過二極管D1的電量。T14為t1時刻到t4時刻的時間段。

圖6 簡化工作波形Fig.6 simplified working waveform

由于在每個周期內，流經二極管的平均電流與輸出電流相等，故而單位周期內二極管的電量均為IoT。

利用二極管D1、D2電量相等的關系，可以求出T13和T30。

設耦合電感原邊電壓為Vy，在T13時間段有

在T30時間段內有

在T01時間段內有

綜上可得

令km=Lkfs/R，得到實際電壓增益為

實際電壓增益與漏感的關系見圖7。

圖7 實際電壓增益與漏感的關系Fig.7 actual voltage gain connection with leakage inductance

由圖7可知，占空比越大，實際增益越大，隨漏感的增加，實際增益減小，同時漏感值較大時會導致占空比丟失，影響變換器性能，因此在實驗時要盡量做到緊耦合，即耦合系數接近于1。

3.3 電壓應力分析

令耦合系數k=1，得到電容C1、C2、C3、C4的電壓應力為

功率器件的電壓應力為

電壓應力與匝比N的關系見圖8。

圖8 電壓應力與匝比N的關系Fig.8 voltage stress and turn ratio

從圖8中可知，增加匝比N，開關管S、二極管D1、D4的電壓應力逐漸降低，但二極管D2、D3應力卻在增加，故而在設計變換器耦合電感匝比時應考慮各個器件應力情況。

4 變換器的性能對比

將本文所提出的新型高增益開關電容Zeta式變換器與基本Zeta變換器、磁集成Zeta變換器[13]、開關電感Zeta變換器[14]，以及磁集成Boost-Zeta組合變換器[15]的性能進行對比，表1為各個變換器的性能參數。

表1 變換器性能參數Tab.1 performance parameters of converter

當匝比N為2時，不同變換器電壓增益與開關管應力對比見圖9、圖10。

圖9 電壓增益對比Fig.9 comparison of voltage gain

圖10 開關管電壓應力對比Fig.10 voltage stress comparison of switchgear

從圖9可見，本文所提Zeta變換器的電壓增益最高。從圖10中可知，本文所提變換器的開關管電壓應力明顯小于其它變換器，因此，可采用低導通電阻、低電壓等級的MOSFET搭建實驗平臺，有利于減少實驗成本。

5 實驗結果分析

為驗證理論分析的正確性，搭建了一臺150 W的實驗樣機，實驗參數見表2，實驗樣機見圖11。

表2 實驗參數統計信息Tab.2 statistical information on experimental parameters

圖11 實驗樣機Fig.11 test sample

圖12 為變換器的輸入輸出電壓，可見，電壓由20 V提升到200 V。圖13為漏感與副邊的電流波形。圖14為功率器件的電壓、電流波形，其中開關管S的電壓約為52 V，遠小于Vo；二極管D1～D4具備零電流關斷功能，證明理論分析的正確性和實用性。

圖12 輸入輸出電壓波形Fig.12 Input-output voltage waveform

圖13 漏感與副邊電流波形Fig.13 leakage sense and secondary edge current

圖14 功率器件的電壓、電流的波形Fig.14 voltage and current of power device

該變換器在不同功率下的參考效率曲線見圖15，變換器最高效率約為95.5%，額定功率時效率約為94.9%。由此可見，該變換器具有較高的效率可以滿足光伏發電的要求。

圖15 參考效率Fig.15 reference efficiency

5 結論

本文設計了一種新型高增益開關電容Zeta式變換器，分析了變換器在連續工作模式時的工作模態，給出性能指標數據，利用實驗驗證了理論分析的正確性，主要結論如下。

（1）把耦合電感和開關電容加入到Zeta變換器，利用提升耦合電感匝比進一步提高變換器的電壓增益。

（2）由于輸出電壓遠高于開關器件的電壓應力，故可采用低導通電阻、低電壓等級的開關器件，降低了導通損耗。

（3）利用開關電容中的二極管-電容支路即倍壓鉗位支路，控制了漏感諧振產生的電壓尖峰，使變換器效率得到改善。