具有低紋波輸出高增益DC－DC 變換器?

王眾毅，王德真，胡冠中

(1.許昌電氣職業學院電氣工程系，河南 許昌 461000；2.許昌學院電氣與機械工程學院，河南 許昌 461000)

可再生能源，尤其光伏發電由于其清潔、無污染等優勢而得到不斷的關注和發展[1]。然而由于光伏電池產生的電壓等級較小，因此需使用DC－DC變換器將其升壓到所需的電壓等級[2]。

目前常用的Boost 變換器因其成本低，結構簡單而被廣泛采用。但是該類傳統升壓電路電壓增益低于5[3]。然而，硬開關會增加額外的傳導損耗，降低效率。此外，二極管和開關管承受較高的電壓應力。對此，文獻[4]通過增加一相有源輔助電路以實現交錯導通的運行模式。主開關由于斷續模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)的運行模式，輸出二極管的方向電壓應力得到減少。然而，此類變換器需采用變頻控制，這使用于減少電磁干擾的濾波電路設計變得困難。對此，學者提出了采用耦合電感的交錯升壓式變換器[5－6]。此類變換器拓撲輸出二極管的反向電壓較低。耦合電感的漏電感可實現半導體器件的零電流開關(Zero Current Switching，ZCS)。但是，該類變換器的耦合電感二次側輸出電流紋波較大，影響電能質量。對此，文獻[7]提出三次交錯Boost 變換器，并將電壓應力降低一半。同時，與傳統交錯式Boost 變換器相比更適用于高增益場合。但是控制電路的設計較為復雜，難以量產。

近期，有學者提出將耦合電感和電壓倍增單元相結合的新型拓撲[8－10]。此類變換器拓撲具有較高的電壓增益和較低的開關管電壓應力。此外，漏電感中存儲的能量可以返回至主電路。鑒于此，文獻[11－12]提出了一類基于二極管電容倍壓器的交錯式升壓變換器。該類拓撲在無需變壓器的情況下可實現高電壓增益，且無需高的開關管占空比。但是缺點是主電路中二極管和開關管承受的電壓應力較高，導致此類變換器設計成本較高，且損耗無法估計。

針對上述問題的不足，本文提出了一種新型的高增益DC－DC 變換器，在提升電壓增益的同時減少了元器件的電壓應力。文中分析了變換器的工作原理和性能特征，搭建了100 W 的實驗樣機對所提變換器的穩定性及可行性進行了測試。

1 本文所提變換器拓撲結構

圖1 給出了本文所提一種新型高增益交錯DC－DC 變換器的拓撲結構。該變換器可分為支路Ⅰ和支路Ⅱ兩部分，在支路Ⅰ中，電感L1、MOS 管S1、二極管D3和電容C5構成的一個Boost 變換器，二極管D1和D2、電容C1和C2以及電感Lr1組成開關電容電路，從而提高變換器的電壓。支路Ⅱ結構與支路Ⅰ類似。在所提變換器中，支路Ⅱ結構和支路Ⅰ結構對稱，功率MOS 管S1和S2具有相同占空比，兩者驅動脈沖相位相差180°，因此，可以有效降低輸入電流紋波和輸入濾波器的尺寸。與其他基于開關電容的高增益交錯Boost 變換器不同，該變換器的占空比沒有限制，對于大于或小于0.5 的所有占空比，變換器都能正常工作。

圖1 所提變換器拓撲結構

2 工作原理

2.1 模態分析

所提變換器在CCM 模式下，每個開關周期內有6 種工作模態。圖2 示出了所提變換器的關鍵工作波形。圖3 給出了各工作模態的等效電路。為了簡化分析，對所提變換器做出以下假設，所有元器件都是理想的；所有電容器都足夠大，在一個開關周期內電容兩端電壓保持恒定。

圖2 所提變換器關鍵工作波形

圖3 所提變換器的工作模態

模態1:如圖3(a)所示，變換器中的兩個功率MOS 管S1、S2導通。電感L1和L2兩端的電壓等于輸入電壓，其電流線性增加。電容C2通過回路C2－D2－Lr1－C1－S1對電容C1充電，電容C4通過回路C4－S2－C3－Lr2－D5對電容C3充電，Lr1、Lr2的電流線性增加。負載電流路徑為C6－Vin－C5－R。電感L1、L2、Lr1和Lr2的電流方程如下所示:

模態2:如圖3(b)所示，功率MOS 管S1關斷。支路Ⅰ中，二極管D1和D3導通，電感L1釋放能量對電容C2和C5充電，電流線性減小。電感Lr1通過回路C1－Lr1－D2－D1續流，電感Lr1和二極管D2的電流線性減小至0，因此，二極管D2可以零電流關斷。支路Ⅱ中各元件的運行狀態同模態1，L2、Lr2的電流線性增加。在該模態下，電流方程如下:

模態3:如圖3(c)所示，在此模態，支路Ⅰ中，二極管D2關斷。電感L1中儲存的能量一部分通過二極管D1對電容C2充電，另一部分通過二極管D3對輸出電容充電，L1的電流線性減小。支路Ⅱ運行情況同上一模態。電流方程如下所示:

由于支路Ⅰ和支路Ⅱ交錯運行，模態4 至模態6 的分析過程與模態1 至模態3 類似，此處不再贅述。

2.2 CCM 和DCM 之間的臨界導通模式

若該變換器在臨界導通模式下工作，則電感電流的最小值為零。電感L2的電流最小值為:

式中:D為占空比，iL2av、ΔiL2分別為電感L2的平均電流和紋波電流。因此，變換器在CCM 模式下運行時，電感最小值如下所示:

3 所提變換器的參數設計

3.1 功率器件設計

根據伏秒平衡原理，得到電容C1、C2、C3、C4、C5和C6的電壓值如下:

在回路Vin－VC5－Vo－VC6中應用KVL 定律，可得:

將式(7)代入(8)中，并將其簡化，得到所提DC－DC 變換器的電壓增益為:

結合上一節的分析，每個功率MOS 管和二極管上的最大電壓應力為:

3.2 儲能元件設計

輸入電感可根據以下公式計算:

式中:ΔIL為電感電流紋波，通常設計其為流過電感平均電流的40%。

變換器的輸入功率為:

式中:Iainav為平均輸入電流，結合式(9)可得:

每個輸入電感中的平均電流相等，因此:

當開關S1在(1－D)Ts時刻關斷時，流過電容C2的平均電流為Iainav/2。根據電容的電壓負載方程，電容C2可計算為:

式中:ΔVC2為電容電壓紋波。

類似地，電容C1、C3和C4的計算公式如下所示:

在每個開關周期內，輸出電容C5和C6必須在DTs內為負載提供能量。由于輸出電容串聯，其容值可通過下式計算:

式中:ΔVo為輸出電容電壓紋波，大小為輸出電壓的1%。

當開關S1導通時，電感Lr1兩端電壓約為0.5×(ΔVC1＋ΔVC2)，假設電感電流線性增加ΔILr1，電感Lr1的值為:

電感Lr2的值同Lr1。根據上述公式，可以合理設計電感值來減小電感電流紋波，以防止MOS 管電壓應力顯著增加。此外，由于該電感上的電壓較小，Lr1、Lr2的值通常為幾微亨。因此，該電感不會顯著增加電路體積。

4 比較分析

本節主要將所提變換器與傳統Boost 電路以及文獻[9]、[11]中的幾種變換器拓撲進行了比較。圖4 給出了各變換器的電壓增益曲線比較。如圖所示，在任一占空比下，與其他變換器相比，所提變換器的電壓增益均高于其他類似變換器的電壓增益。

圖4 各變換器輸出電壓增益曲線

表1 為各變換器結構與性能對比，由表1 可知，本文所提變換器電壓增益較高，功率MOS 管和二極管電壓應力較低，減小了系統損耗。

表1 變換器結構與性能對比

5 實驗驗證

為了驗證所提變換器的正確性，搭建了一臺功率為100 W 的實驗樣機。所選元器件型號和相關實驗參數如表2 所示。

表2 實驗電路參數

圖5 給出了變換器的輸入電壓Vin、輸出電壓Vo、輸出電流Io的波形圖。穩態時所提變換器能夠將30 V 的輸入電壓轉換為300 V 輸出電壓，電壓增益高，輸出電流Io等于0.33 A。圖6 給出了電感L1和L2以及輸入電流Iin的波形，電感L1和L2在連續導通模式(CCM)下工作。Iin等于3.6 A，iL1和iL2均等于1.8 A，兩者相位相差180°，此外，輸入電流紋波遠小于電感L1和L2的電流紋波，符合理論分析。

圖5 Vin、Vo、Io 的波形圖

圖6 iL1、iL2、Iin的波形圖

圖7 給出了功率MOS 管S1、S2的電流和電壓波形，S2的電壓波形與S1的電壓波形相位相差180°，變換器的占空比約為64%。MOS 管的截止電壓為87 V，遠小于300 V 輸出電壓。此外，由圖可知，當MOS 管關斷時，不會產生尖峰電壓。因此，可以使用低耐壓的MOS 管來降低變換器的損耗。

圖7 S1 和S2 的電壓、電流波形圖

此外，圖8 示出了所提變換器在不同輸出功率下的效率曲線，由于MOS 管和二極管的電壓應力低，并且變換器的二極管在零電流條件下關斷，降低了傳導損耗和開關損耗，實測最大效率高達92.7%。

圖8 所提變換器效率曲線

5 結論

本文提出了一種高增益DC－DC 變換器并對其工作原理進行詳細分析，該變換器采用帶開關電容的交錯結構，可降低輸入電流紋波。此外，由于二極管可實現零電流關斷，降低了變換器損耗，可以獲得更高的效率。對比分析了變換器在不同參數下的性能，所提變換器增益高，開關電壓應力低。最后，對所提變換器進行的實驗驗證表明，其性能優異，并且設計簡單、功率密度高，可廣泛應用于需要高升壓比的場合。