W 頻段固態氣密功率放大器設計

余小輝，馮思潤，馬戰剛

（中國電子科技集團公司第十三研究所，河北 石家莊 050000）

0 引言

近年來，W 波段功率器件的工藝與技術取得了空前發展，但微波單片功率放大器的輸出功率最大也就是瓦級。所以采用功率合成技術將多個固態器件的功率進行合成輸出，用以滿足整機通信系統的大功率需求，是非常直接且有效的解決方法[1-2]。

根據國內外W 波段大功率固體功放的相關研究，波導結構的功率合成器是基于空間傳輸的合成技術，該技術可實現多個功率模塊輸出能量的一次性合成[3-4]，此實現方式具有極小的插入損耗和相對較高的合成效率，通過調整結構尺寸，可以改變工作頻段，并且還具有幅相一致性好和功率容量大等優點[5-9]。

1 方案設計

為解決W 波段氣密功率合成的難題，本文設計一種W 頻段8 合1 功放，設計指標如表1 所示。

表1 W 頻段功放技術參數要求

經綜合考慮現有成熟單片功率、工作頻段、合成效率等要求，決定采用現有的W 波段4 W 功放單片共8 片進行功率合成，按照徑向合路的方式來實現最終組件。

本文功放的工作原理如圖1 所示，8 合1 固態功放由功分器、推放模塊、波導合路、波導分路、末級功放模塊等7 個部分構成。

圖1 8 合1 功放原理框圖

2 模塊設計

2.1 波導氣密結構設計

常見的波導密封方式可通過級聯密封圈與波導窗實現，這類設計可達水密等級，但是仍舊無法為裸芯片提供高可靠的氣密工作環境。近年，中電十三所提出了一種新穎的波導密封結構[10]，可以達到R1（氣密性）≤1×10-9Pa·m3/s 量級。具體實現方式為：將一顆硅基轉換芯片焊接在鉬銅載體上，然后將芯組焊接在波導端口上，即可將波導的端口封堵密封，結構如圖2 所示。這樣，波導中傳輸的能量即可由TEM 波傳輸到芯片上，再由片上的微帶線進行傳輸，進而實現了平行于波導方向到垂直波導方向的能量轉換，該硅基芯片的轉換效率可達90% 以上。本文采用該硅基芯片用以實現模組氣密。

圖2 硅基波導轉換芯片3D 圖

2.2 有源模塊設計

基于本硅基轉換芯片，將推放及功放模塊的輸入輸出波導端口都設計了凹槽及定位銷，用于安裝此能量轉換芯片。

推放的實物圖如圖3 所示，采用兩級GaN 工藝的微波單片級聯而成，前級單片增益約為20 dB，輸出功率達24 dBm，后級單片增益約為14 dB，輸出功率達33 dBm。在94 GHz～96 GHz 頻段，當輸入功率為10 dBm 時，可實現33 dBm 的輸出功率。射頻信號經由左側波導硅基轉換芯片由TEM 波轉換為片上能量，而后經鍵合絲傳輸到功率單片上進行了2 級放大，再經過鍵合絲與波導硅基轉換芯片連接，從而將放大后的射頻信號重新轉換為TEM 波在波導中傳輸。

圖3 推放盒俯視圖

末放的實物圖如圖4 所示，采用兩級GaN 工藝的微波單片級聯而成，前級單片增益約16 dB，輸出功率達30 dBm，后級單片增益約8 dB，輸出功率達36 dBm。在94 GHz～96 GHz 頻段，當輸入功率為14 dBm 時，可實現36 dBm 的輸出功率。射頻信號經由左側波導硅基轉換芯片由TEM 波轉換為片上能量，經該芯片端口的共面波導線后由鍵合絲傳輸到功率單片上進行了最終的放大，而后經過鍵合絲與波導硅基轉換芯片連接，將放大后的射頻信號重新轉換為TEM 波在波導中傳輸。

圖4 末放盒俯視圖

對推放模塊的輸出功率進行了測試，指標如圖5 所示，兩組推放模塊合路后功率約為35 dBm，級聯后級波導分路1 分8，每路輸出功率20 dBm 以上，大于末放模塊所需輸入功率14 dBm，級聯后可為8 路末放提供足夠的輸入功率，滿足本設計的功率合成要求。

圖5 推放模塊輸出功率

對8 只末放模塊的輸出功率進行了測試，指標如圖6 所示，可滿足功率合成要求。

圖6 末放模塊輸出功率

而后對此功放的推放模塊與末放模塊進行了檢漏試驗，試驗方法為GJB548B-2005 方法1014.2，試驗條件為A1，施加壓強310 kPa，2 h，最終的檢漏結果為R1≤1×10-9Pa·m3/s，可以滿足工程要求。

2.3 波導合路器設計

和同軸傳輸線一樣，徑向傳輸線中也能夠有TEM模。在E模，令m=n=0（m和n表示此波的模），那么就是TEM 模。則場分量表達為：

其中，EZ表示電場在z方向上的分 量，r為半徑，b為寬；HΦ為磁場分量，I為半徑方向上的感應電流。若以z為準，仍然是E模；若以徑向傳輸線的半徑為準，此時半徑方向為該傳播路徑，此時也是徑向，該場中不能夠同時存在徑向電場與磁場分量，所以該模式應為柱面的TEM模。則其特性阻抗Z可以表達為：

其中，?為常數。假如徑向波導上下兩個金屬平板相距為b，波導空腔內的介質為空氣或真空，則式（3）可計算得到單TEM 模傳輸時的條件為：

如果該金屬板的距離b≤λ/2，徑向波導內傳輸的主模為TM00，在徑向上能夠當作為TEM 模。其場分布如下所示：

傳統的徑向空間合成網絡常用同軸線來作為激勵端口，由于W 波段的器件尺寸較小，難以加工和安裝，使得其衰減較大。本文采用圓波導作為信號輸入端口，其功率容量大、衰減小。圓波導中的第五高次模TE01模具有圓對稱的特點，作為功率分配網絡時能實現多路等功率和同相的輸出。由于本文所用的圓波導為非標尺寸，測試不便，不能直接作為接口。需要在輸入圓波導的端口前增加一個模式轉換器，同時也可以抑制波導中其他低次模式的傳輸，這樣就使得存在圓波導中的TE01 模能夠以較小的插損轉換為標準矩形波導的TE10模，用以承接后級的功率合成網絡。圓波導中TE01 模的電場沿傳輸方向不變，其場的分布具有圓對稱性。

工程上應用在圓波導TE01 模到矩形波導TE10 模場景的模式轉換器主要有兩種，分別為花瓣型模式轉換器[11-13]和 marine 型模式轉換器[14-15]。marine 型模式轉換器是基于模式漸變的原理，整體結構分為3 段。工作頻帶較寬、損耗小，但其結構多處有很大的形變，難以加工?；ò晷娃D換器是將 Y 型 3 dB 功率分配器兩級級聯，同時在圓波導側壁距離正交的位置接入矩形波導端口，利用矩形波導端口輸出4 個TE10 模旋轉來激勵起圓波導TE01 模，這種結構的設計簡單，損耗小、易加工。本文選擇花瓣型模式轉換器作為模塊輸入接口，波導4合1 合路器結構模型如圖7 所示。

圖7 波導4 合1 合路器結構模型

通過仿真，調節每一段的參數，對其進行電磁仿真和參數優化，在88 GHz～98 GHz 范圍內，圓波導 TE10 模轉換到矩形波導主模的插入損耗小于0.3 dB，端口的回波損耗在-18 dB 以下，仿真結果如圖8 所示。

圖8 花瓣結構模型仿真

花瓣模型中低次模抑制的仿真如圖9 所示，可以看出除了圓波導 TE10 模，其他低次模都傳輸損耗都在20 dB以下，可以表明該模式轉換器很好地抑制了其他低次模。

圖9 花瓣模型中低次模抑制仿真

為了便于測試，建立了該矩形波導→圓波導→矩形波導→圓波導→矩形波導功率分配器的背靠背仿真模型，如圖10 所 示，由圓波導將功率平均分配為8 路后再由圓波導合路到矩形波導輸出。

圖10 波導8 合1 合路器背靠背仿真模型

波導8 合1 合路器的背靠背仿真指標如圖11 所示，在88 GHz～98 GHz 范圍內，插入損耗在 0.6 dB 以下，輸入輸出端口回波損耗基本優于 20 dB，合路效率均在80%以上。

圖11 波導8 合1 合路器背靠背仿真指標

根據仿真設計結果，對波導合路結構進行了加工?；ò昴Ｐ停ㄈ鐖D12 所示）與圓波導合路模型（如圖13 所示）的外形結構件采用鋁型材銑制，表面進行鍍金處理。

圖12 矩形波導轉換圓波導結構實物圖

圖13 波導8 合1 合路結構實物圖

對波導合路結構實物進行了測試，結果如圖14 所示，得到的頻帶寬度與仿真結果基本一致。在90 GHz～96 GHz 內插入損耗大于-1.2 dB，計算的合成效率為80% 以上，反射系數小于-18 dB。

圖14 波導合路仿真與實測結果對比

測試結果相比仿真結果S參數均略有偏低。這主要由機加工和工藝裝配的誤差引起，但樣件的測試結果與仿真結果基本吻合，可以滿足工程使用要求。

3 功放整機測試

將推放模塊、功放模塊與波導合路器進行組裝后，可得到最終的組件，如圖15 所示。組件尺寸為80 mm×80 mm×78 mm。

圖15 放大器整機實物圖

對組裝后的整機性能進行了測試，如圖16 所示，得到的測試結果與波導合路器測試結果基本一致。

圖16 整機測試圖

整機在92 GHz～96 GHz 內輸出功率可達43 dBm以上，指標如圖17 所示，合成效率在93 GHz～96 GHz大于77%，指標如圖18 所示。

圖17 放大器輸出功率實測結果

圖18 放大器輸出實測效率

4 測試結果分析

整機測試結果比合路器單獨的測試結果均略有偏低。指標的惡化主要是由源模塊的加工和裝配的誤差引起的，比如鍵合絲的高度、起弧位置及整體長度，芯片間的裝配縫隙、鍵合點的裝配距離，芯片與載體之間的焊料量進而影響單片的裝機高度等，這些都會對W 頻段的射頻信號的匹配、幅度甚至相位產生較大影響。

5 結論

本文基于硅基波導氣密結構，通過仿真軟件設計了一款W 波段平面功率合成放大器。測試結果證明該放大器兼具了小體積和高合成效率，可應用在3 mm 氣密功率合成的場合，為此類工程設計提供了新穎的設計思路。